900MHz压控振荡器设计

900MHz压控振荡器设计

第50卷第6期2010年6月电讯技术

TelecommunicationEngineeringVol.50 No.6Jun.2010

文章编号:1001-893X(2010)06-0066-05

900MHz压控振荡器设计

熊俊俏,夏 敏

(武汉工程大学电气信息学院,武汉430073)

摘 要:采用集总元件变容二极管和超高频三极管设计900MHz压控振荡器,根据ADS2006A软件仿真确定了压控振荡器的电路参数,并对相关指标如相位噪声、调谐带宽、稳定系数、输出功率和谐波电平等进行了仿真,通过调整电路参数,优化电路结构,实现了工作频率为1GHz、调谐带宽为90MHz的压控振荡器,其相位噪声在偏移中心频率10kHz处为-105dBc/Hz,在100kHz处为-120dBc/Hz,该设计大大降低了系统成本。

关键词:直放站;射频前端;压控振荡器;相位噪声;变容二极管

中图分类号:TN753 9 文献标识码:A doi:10.3969/j.issn.1001-893x.2010.06.015

Designofa900MHzVCO

XIONGJun qiao,XIAMin

(CollegeofElectricalandElectronicEngineering,WuhanInstituteofTechnology,Wuhan430073,China)Abstract:A900MHzVCO(VoltageControlledOscillator)circuitisdesignedwithlumpedelementsconsistingofvaractordiodeandultra-highfrequency(UHF)transistor.ItsparametersaredeterminedwithADS2006A,andrelatedindexesaresimulated,includingphasenoise,tuningbandwidth,stabilityfactor,outputpowerandhar monicpower,etc.ThisVCOcircuitachievestheoperatingfrequencyof1GHzandtuningbandwidthof90MHzbyparameteradjustmentandarchitectureoptimization.Itsphasenoiseis-105dBc/Hzatoffsetfrequencyof10kHz,and-120dBc/Hzat100kHz.Thisdesigncanimmenselycutthecost.

Keywords:repeater;RFfrontend;voltagecontrolledoscillator(VCO);phasenoise;varactordiode

方案,使设计更加灵活;基于MEMS技术的宽带

1 引 言

无线通信系统对其射频前端的指标要求越来越高。压控振荡器(VCO)单元是射频前端的核心,其指标直接决定了系统的性能,如相位噪声、调谐范围、频率稳定度和频谱纯度等。近年来,压控振荡器技术的发展也取得了重要进展,如常用的晶体压控振荡器(VCXO),由晶体决定振荡频率,控制电压只能在小范围内进行频率调整,且工作频率不高;而集成LC压控振荡器[1]从分立式VCO设计转向硅解决

VCO[2]因工艺要求高,且存在机械热噪声,影响了其应用;分立LC压控振荡器为基本的LC电路,

因具有调试方便、成本低的优点而得到广泛应用。

本文以ADS2006A仿真软件为工具,设计并仿真了一种900MHz直放站用的压控振荡器,其工作频率范围为1030~1120MHz,调谐灵敏度为25~35MHz/V,输出相位噪声10kHz处为-105dBc/Hz,100kHz处为-120dBc/Hz,二次谐波抑制为-15dBc,三次谐波抑制为-20dBc,非线性谐波最大为-90dBc,输出功率0dBm,输出电阻50 。

[3~5]

收稿日期:2010-03-04;修回日期:2010-05-06

基金项目:湖北省教育厅科学研究计划资助项目(D20091503)

FoundationItem:HubeiProvinceEducationScienceandResearchProject(No.D20091503)

900MHz压控振荡器设计

第6期 熊俊俏等:900MHz压控振荡器设计总第259期

2 VCO振荡器电路设计

VCO电路结构有多种,考虑到调试方便与成本,这里选择晶体管压控振荡器电路,具体的电路原理图如图1所示,主要由谐振网络、晶体管放大电路和输出反馈网络3部分组成。根据指标要求,晶体管选用低噪声NE68119[6],其工作频率可达到3GHz,变容二极管选用SMV1251[7](工作电压为0~8V,结电容为37.35~2.03pF),电阻R3为反馈电阻,用于改善系统稳定系数,L2~L7均为扼流圈,提供变容二极管偏置电路通路,C8为反馈电容,两个变容二极管反向串接可减小寄生调制[8]

。

图2 相位噪声仿真结果

Fig.2Simulationresultsforphasenoise

从图2可知,选取谐振网络的QL值为540,是适合相位噪声指标要求的,接下来根据QL值计算出谐振网络中各元件的参数。2.2 谐振网络元件参数的计算

谐振网络采用 结构,如图3所示。取电感L1的无载Qu值为120,数值为10nH,负载R0为50 ,根据文献[8]

计算相关参数。

图1 基于变容二极管的压控振荡器

Fig.1VCOwithvaractordiode

2.1 相位噪声与Q值计算

根据文献[9],输出端的总相位噪声L(fm)随QL值的增大而减小,信号取至放大器输出端时,总相位噪声L(fm)为

c02

(1+)(1+2())(1)2pSifmfm2QL

式中,fm、f0、fc分别为偏离载频、载频标称频率和三

L(fm)=

极管放大电路的拐角频率,F为放大器的噪声系数,K为波尔兹曼常数1 3806 10度,PSi为信号功率。

-23

图3 谐振网络结构Fig.3Thestructureofresonantor

2.3 谐振网络的S参数仿真与等效电容

对振荡网络进行S参数仿真,调整器件参数,使谐振网络的传输系数、相位、时延和网络的Q值均达到最佳状态。单独对回路中的电容进行调谐,可得到谐振网络在1030MHz、1120MHz处的最佳传输系数条件下所对应的电容C2值,仿真结果如图4所示。图4(a)是在1030MHz处振荡网络获得最佳传输系数的曲线,电路中电容C2取值为3.44pF;图4(b)则是在中心频率1120MHz处振荡网络获得最佳传输曲线,电容C2取值为2 73pF。根据该仿真结果,将变容二极管等效为电容进行仿真,获得最佳的变容二极管灵敏度指标,即变容二极管两端电压每变化1V(在1030MHz处)或变化4V(在1120MHz处)时。这里采用变容二极管SMV1251与固定电容串并连接方式,电路结构如图5所示。

J/K,T为绝对温

根据VCO的设计指标和三极管NE68119的参数,在要求的相位噪声指标下,品质因素QL达到540。采用ADS2006A对电路的相位噪声进行仿真,通过建立相位噪声仿真模型,射频信号源 …… 此处隐藏：5636字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……