电源线路滤波器中的漏电流

电源线路滤波器中的漏电流 标准中的要求 保护接地器在电气设备出现故障或发生短路时，保护用户不会受到危险接触电压的伤害。为确保此基本功能，保护接地线上的电流必须加以限制，这是为什么大多数产品安全标准中包含漏电流测量和限制条款的原因。办公室设备和信息技术设备的产品安全标准EN 60950-1进行了相关说明。 尽管都使用漏电流这个术语进行描述，但是标准在实际上对接触电流和保护导体电流进行了区分。接触电流是人在接触电气装置或设备时，流过人体的所有电流。另一方面，保护导体电流是在设备或装置正常运行时，流过保护接地导体的电流。此电流也称为漏电流。 所有电气设备的设计都必须避免产生危及用户的接触电流和保护导体电流。一般来说，接触电流不得超过3.5mA，采用下文所述的测量方法进行测量。 3.5mA的极限值并不适用于所有设备，因此，在标准中，还对配备工业型电源接线器（B型可插拔设备）和保护接地器的设备进行了补充规定。如果保护接地电流不超过输入电流的5％，那么接触电流可以超过3.5mA。另外，等电位联结导体的最小截面积必须符合EN 60950-1的规定。最后，但不是最不重要的，制造商必须在电气设备上附 “警告！强接触电流。先接地。” “警告！强漏电流。先接地。” 除了普通的产品安全标准之外，还有关于无源EMI滤波器的安全标准。在欧洲，新颁布了EN 60939，自2006年1月1日起代替了当时现行的EN 133200。然而，此标准没有关于滤波器漏电流的附加要求。美国的EMI滤波器标准，UL 1283，与此不同。不仅需要进行所有常规安全试验，还需要确认滤波器的漏电流。在默认情况下，此漏电流不允许超过0.5mA。否则，滤波器必须附带一个安全警告，说明滤波器不适用于住宅区。必须提供接地连接器以防触电，另外滤波器必须连接到接地电源引出线或接头上。

漏电流的计算 本节将说明计算漏电流的方法。因为元件存在误差，并且电网（对于3相供电网）的不平衡只能估计，所以实际结果不一定等于测量结果。另一方面，对顺序生产的每一个滤波器都进行漏电流测量是不合理的，所以一般来说，制造商提供的漏电流都是根据计算值。 对于所有的计算，磁性元件的寄生元件及保护接地器的阻抗均忽略不计。计算时只考虑滤波器电容的误差。EMI滤波器电容一般用来抑制差模和共模干扰。对于前者，在相位之间，以及相位和中性导体之间，连接有所谓的X电容。对于共模抑制，相位和接地之间采用Y电容。 电容器对于频率和电压的依存关系也没有考虑。这对于陶瓷电容器是非常重要的，因为这种电容器会受到电压和频率的明显影响。因此，采用陶瓷电容器的滤波器的漏电流也比计算结果更大。

3相供电网中的漏电流 要计算3相供电网中的漏电流，需要确定电源中性点MQ和负载中性点ML之间的电压。在电源端，是3个相电压UL1、UL2和UL3，与中性点MQ相连接。在负载端，是3个阻抗Z1、Z2和Z3，也与一个星型相连接。两个中性点MQ和ML通过阻抗ZQL相连，此阻抗上的压降为UQL。

电源线路滤波器中的漏电流

图1：电源和负载和星型连接

阻抗ZQL的实际电压UQL可以使用下述公式计算：

无源3相滤波器的一种常见配置是3个X电容器的中性点连接，并通过Y电容器与地电位或者滤波器的外壳相连接。对于平衡电容电网，漏电流可以忽略。另一方面，当相位之间达到最高的不平衡时，电网达到最高的漏电流值。不平衡的原因包括电容器值的公差，以及供电网的电压不平衡。

图2：3相滤波器的典型电容器配置

因此，漏电流的关键要素是电容器CX1、CX2和CX3的不平衡产生的电压UQL。对于大多数滤波器，额定值是相同的，但是也存在制造公差的影响。电容器CY处的压降UQL产生的漏电流Ileak, max可以根据下式确定：

电源线路滤波器中的漏电流

当

时 大多数制造商在确定无源滤波器中的电容器的额定值时，公差为±20%。CY的最高压降发生在两个X电容器具有最小的公差，而一个电容器具有最大公差的时候。另外，假设CY的公差值最大。将这些假设代入方程(1)和(2)，则漏电流为：

为更好地了解此理论，可以提供一个480V 3相滤波器的计算实例。电容器值为CX=4.4F、CY=1.8F；所有电容器的公差均为制造商规定的±20%。不考虑电源电压的不平衡，计算出的漏电流大约为23mA。

实践经验表明电容器的公差差距不会如此之大。比较真实的公差范围从-20％至0％。根据此假设，上述计算得出的漏电流大约为10 mA。应该指出：不同制造商采用的滤波器漏电流计算方法并不统一。因此，即使两个滤波器的电路图和元件值相同，但是漏电流可能不同。 到目前为止，在计算中并没有考虑供电网的电压不平衡。在实际应用中，供电网确实存在不平衡。为在计算中考虑进此因素，采用了供电网标准EN 50160，此标准规定了公共供电网的状态。根据此标准，地区供电网的电压不平衡应该不超过3％。将此条件代入前述计算，当电容器公差为±20%时，漏电流上升到26mA，当公差为+0/-20%时，漏电流为13mA。 单相供电网中的漏电流 与3相供电网相比，单相供电网中的漏电流计算要容易的多。在电压和频率给定之后，漏电流只取决于总电容。图3所示是单相滤波器的典型电容器回路。

图3：单相滤波器的典型电容器配置

在正常工作时，漏电流由电容器CYL和CYN决定。总电流值由下式给出：

电源线路滤波器中的漏电流

当CX=100nF、CY=2.2nF，并且给定的公差为±20%时，漏电流为190A。最坏的情形发生在中性导体断开的时候。此时，总电容由两个平行电容器组成：一边是CYL，另一边是串联的CX和CYN。图4是等效电路图。

图4：中性导体断开时的总电容

总电容根据下述公式计算：

在发生故障时，最大漏电流可以高达377。

漏电流的测量 计算漏电流是一件事情，进行测量又是另外一件事情。各种产品安全标准规定了必要的测量方法。尽管不同标准之间存在差异，基本方法是类似的。下文将详细叙述根据EN 60950进行计算。 根据EN 60950进行测量 我们在“标准中的要求”中提到：EN 60950使用术语“接触电流”和“保护接地电流”而不是“漏电流”。测得的电流总是接触电流。因为单相和3相供电网所用的方法非常类似，所以只叙述单相设备所用的方法。 基本测量设置如图5所示。测量设备的输出B与系统的接地中性导体相连接。输出A通过开关STEST与设备的接地端子相连接。开关SPE打开。

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图5：接触电流的测量设置 另外，测量必须采用反极性。为此，电路使用了开关SPOL。许可漏电流取决于设备的类型，并在标准中进行了规定。 另外，设备可操作件的接触电流的测量与设备类型无关。然而，并没有详细描述该测量，因为与漏电流自身无关。

图5所示的测量设备可以有2种版本。第一种可能性采用下图所示的电压测量回路。

图6：电压测量设备

RS 1500

RB 500

R1 10

CS 0.22

C1 0.022

，输入电容必须小于200pF。频率范围需要在15Hz至1MHz之间。U2到Ileak的转换公式为： 测量电压U2所需的输入阻抗必须大于1M

除了根据图6测量电压之外，还可以根据图7所示的电路测量电流。

电源线路滤波器中的漏电流

图7：电流测量设备

M 动圈式仪表

R1+ RV1+ Rm 在C=150 nF±1%时，1500±1%，或者

在C=112 nF±1%且0.5 mA DC时，2000±1%

D 测量整流器

RS 无感应电阻器，量程X 10

S 量程选择器 对于非正弦波形，并且频率超过100Hz，则图6所示电压测量可以获得更为精确的结果。在“漏电流的测量”中，已经提到当供电网和电容网络取得平衡时，漏电流最低。任何不平衡都将增大漏电流。 考虑到这一点，很明显供电网拓补对于设备漏电流具有明显的影响。对于某些供电网，甚至需要设计专用滤波器来降低漏电流。特别是在日本供电网中使用欧洲生产的滤波器。 日本供电网的特殊性是一个事实，一个相直接接地。如图8所示。

图8：日本供电网的原理 这种设置类型的并联连接是一个分支为LL2，另一个分支为CL2和C0。等效电路如图9所示。

图9：图8的等效电路 对于这种布局，接地阻抗完全不同，从而产生不同的压降和漏电流。因此，欧洲滤波器的漏电流额定值不能

电源线路滤波器中的漏电流

自动用在日本供电网中。 一种可能的解决方案是更改滤波器接地相的阻抗，从而产生不平衡的滤波器。另外一种备选方案是增加所

有相位的阻抗，从而降低滤波器的总接地电容（Y电容），这样保持了滤波器的对称设置并且没有显著增大漏电流。

总结 出于安全考虑，在使用无源EMI滤波器时，需要考虑漏电流的影响。一般来说，大多数制造商定义了正常运行时每个相位的漏电流。 一般来说，漏电流的额定值不是测量的结果，而是计算值。计算前提并没有统一的标准，而是由制造商规定。这些前提包括元件的公差、 电源电压的不平衡和操作模式（正常运行、故障状态）。因此，即使两个滤波器的电路图和元件的额定值相同，但是漏电流可能明显不同。 各种产品安全标准中规定了漏电流的测量，因此易于复制。然而，不能100％地进行生产测试。只在验证过程中，才进行类型测试。 最后，但不是最不重要的，漏电流还在很大程度上取决于供电网。在欧洲供电网中漏电流很低的滤波器在日本供电网中就表现出很大的漏电流。因此，很容易使现有的漏电流断路器跳闸。 尽责的制造商在其规范中总是标注可能发生的最大漏电流。最终用户很难可靠地计算设备或装置的总漏电流。

大功率开关电源中EMI干扰的抑制

1 引言 随着开关电源应用领域的不断扩大，其电磁干扰已成为一个很严重的问题，为了使电源产品满足EMC的要求，设计人员就应在设计阶段考虑这一问题，同时也要做好在现场处理这一问题的准备。 2 开关电源EMI的特点与危害 开关电源的功率管工作在非线性条件下，采用脉宽调制（PWM）开关控制方式 ，加之开关频率的不断提高，使得电磁干扰越来越突出，对电网造成污染。 因干扰的存在，输入电源的电网受到了干扰，影响到其它设备，使其不能正常的工作，也影响到电网的供电质量。所以寻找干扰抑制的方法是很必要的。 3 大功率开关电源中EMI抑制实验 在中科院近代物理研究所新建的大型物理实验装置CSR冷却存储环中，有大量开关电源为磁铁提供电能，以满足试验所需的磁场能量。其中195A/370V开关电源就是运用在其冷却段。 由于在设计和生产阶段，厂家未考虑电磁兼容问题，以至于在安装调试阶段，造成对其他设备的影响，也是输入电网受到污染，为此我们按照图1（a）所示得方案，对其进行EMI干扰测试，其结果见图1（b）。测试仪器是德国SCHWARZBECK公司生产的FCKL1528接收机一台，NNLK 8129线路阻抗稳定网络（LISN）一台，计算机一台。

图1（a）测试方案

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图1（b）测试数据

根据图1的方案和结果可以看出，在该台设备未做任何改造以前，其EMI干扰是存在的，而且很严重超越国家标准GB4824-2001关于1组A类传导骚扰的标准（150KHz～0.5MHz 是79dB， 0.5MHz～ 30MH是73 dB），尤其是在 150KHz～2MHz之间。为此，我们采用了截断干扰源的方法，即利用EMI滤波器（滤波器的接地要可靠）和一变压器（△/Y-11接发），该变压器其隔离作用，其中EMI滤波器的原理图如图2所示，共按照三种方案测试，通过测试，找出适合我们需要的方案。

图2 EMI滤波器的原理图

1、方案一及测试数据

图3（a）方案一

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2、试验方案二及测试数据

3、试验方案三及测试数据 图3（b）由方案一测得得数据 图4（a）方案二 图4（b）由方案二测得得数据

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图5（a）方案三

图5（b）由方案三测得得数据

经过一系列的实验，我们可以看出，按照方案一（图3a）进行改造，可以使设备的EMI传导干扰在150KHz～1.5MHz平均衰减15dB（由图1b和图3b比较所得）;按照方案二（图4a）进行改造，可以使设备的EMI传导干扰在150KHz～1.5MHz平均衰减30dB（由图1b和图4b比较所得）; 按照方案三（图5a）进行改造，可以使设备的EMI传导干扰在150KHz～1.5MHz平均衰减35dB（由图1b和图5b比较所得）。

对于不同的方案，为什么会有不同的结果？因为我们的目的是降低EMI干扰。为了达到这一目的，我们采用的是在电网与电源之间插入EMI滤波器，这样就可以达到干扰信号的衰减。但由于不同的方案所插入滤波器的阻抗值不同，插入损耗也不同，插入损耗的计算可由下式求

式中：V1- 没有滤波器时负载上的噪声电压：V2- 插入滤波器时负载上的噪声电压。 从数据的分析，我们可以看出，我们所采用的方案都对EMI传导干扰起到了抑制作用，但从噪音衰减的数值分析，方案二是最优的。最终我们采用方案二做为本次改造的最优方案。

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功率因数校正器的辅助电路设计

引言 近20年来电力电子技术得到了飞速的发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。电力电子装置多数通过整流器与电力网接口，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中产生大量电流谐波和无功污染了电网，成为电力公害。电力电子装置已成为电网最主要的谐波源之一。抑制电力电子装置产生谐波的方法主要有两种，一是被动方式，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波；另一种是主动式的方法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低、功率因数高的特点，即具有功率因数校正功能。因此近年来功率因数校正（PFC）电路得到了很大的发展，成为电力电子学研究的重要方向之一。而在功率因数校正器中辅助电路对其安全正常工作至关重要，辅助电路能够防止从电网传入电磁噪声，抑制装置产生的电磁噪声返回电网，抑制过大的起动冲击电流，消除浪涌噪声干扰等。由此可见，功率因数校正器中辅助电路设计的好坏将直接影响功率因数校正器的效能，因此，对于辅助电路的设计不容忽视。

2 主要技术指标 该功率因数校正器的主要技术指标为： 1) 输入：单相AC220V±20%，即176V~264V，频率为50HZ±5%；

2) 输出：DC400V，负载在10% ~100%间变化时，电压调整率小于1%，输出功率为3KW；

3) 满载输出时，功率因数大于0.99，效率大于80%。 3 辅助电路的设计 辅助电路的设计包括：

1.EMI滤波电路；

2.起动电流抑制电路；

3.开关的浪涌吸收保护电路；

4.开关管的驱动保护电路。 3.1 EMI滤波电路的选择 输入EMI滤波电路的作用有两方面：第一，防止从电网传入电磁噪声，对装置形成干扰；第二，抑制装置产生的电磁噪声返回电网，造成电网公害。

所谓的EMI（Electro-Magnetic Interference）是指电磁干扰，包括传导干扰和辐射干扰两种形式。在本设计中，由于辐射干扰比传导干扰小得多，而且容易抑制，所以主要考虑对传导干扰的滤除。传导干扰分为共模干扰和差模干扰两种，共模干扰是相线与大地之间的干扰信号；差模干扰是在相线之间，与输入功率通道相同的干扰信号。 目前市面上已有很多EMI滤波器成品，但基本上都是针对共模干扰信号设计的，差模干扰抑制效果很差。本设计中，由于高次谐波含量较大，需要差模干扰抑制效果较好，因此市面上的EMI滤波器均不能满足其要求，需要设计适当的EMI滤波器。

图1 EMI滤波电路原理图

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本设计中的EMI滤波电路如图1所示，L1、L2为差模干扰抑制电感，L3、L4为共模干扰抑制电感，C1、C4为差模干扰滤除电容，C2、C3、C5、C6为共模干扰信号滤除电容。在设计中应注意使EMI电路的电容电感谐振频率低于升压斩波工作频率。 电感L1、L2与电容 C1、C4构成一个低通滤波器。由于电感对工频信号阻抗很小，电容对工频信号的阻抗很大，因此对工频信号基本没有影响；对于高频信号电感的阻抗很大，电容的阻抗很小，所以高频的干扰信号通过电容形成的回路而消除。电感值一般在几十微亨至几毫亨，在体积允许的前提下，应尽量取得大一些。电容容量一般应在几千微微法至零点几微法。 上述电路虽然对高频差模干扰信号能起较好的滤波作用，但对流向为同一方向的共模干扰信号无法滤除。为了滤除共模干扰信号，利用L3、L4和 C2、C3、C5、C6形成共模干扰抑制电路。共模电感采用两条输入线在铁芯上并绕，因此负载电流产生的磁通相互抵消，而共模干扰信号产生的磁通则相互叠加。所以该电感对负载电流不起作用，对共模干扰信号呈现高阻抗。通过电容将共模干扰信号引入大地。共模电感一般应在几十微亨到几毫亨之间，在体积允许的前提下，应尽量取得大一些，以提高抑制效果。电容容量一般应在几千微微法到零点几微法。

差模电感L1、L2流过的电流为负载电流，为了防止铁芯饱和，选用导磁率比较低的材料作为铁芯，在本设计中选用铁粉芯作为铁芯。共模电感L3、L4只对共模干扰信号起作用，所以不存在铁芯饱和问题，因此可以采用导磁率高的材料作为铁芯，在本设计中采用铁氧体作为铁芯。电容C1、C4接在输入线之间，所承受的最大电压是最大输入电压，因此选用250V的交流电容。电容C2、C3、C5、C6接在输入线与大地之间，为了防止高压击穿，这几个电容的耐压应选择的比较高，本设计中选用耐压为4KV的高压瓷片电容。 具体的参数分别为：L1、L2均为100uH，L3为2.8mH，L4为7.8mH，C1、C4均为2.2uF，C2、C3均为0.01uF，C5、C6均为0.0047uF。

3.2 起动电流抑制电路 开关电源一般采用电容输入型回路，在起动的瞬间，交流输入电压通过整流器对电容器进行充电。由于电容器的等效串联阻抗很小，并且通常采用多个电容器并联使用，使得其阻抗更小；因此起动冲击电流很大。为了对输入回路的断路器、输入熔断器、整流器等进行保护，同时减小对其它电子设备的不良影响，需要在起动时设置冲击电流抑制电路。

图2 起动电流抑制电路

在交流输入为网高压、相位为900时，冲击电流出现最大值。应把冲击电流抑制在多大范围内，并无具体规定。因此主要应视具体情况来选择电路参数。冲击电流抑制回路如图2(a)所示，其中，R为接入的冲击电流抑制电阻，Relay为继电器的常开点。起动时，由

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于起动电阻串接在输入回路中，可把冲击电流限制到我们所希望的范围内。当电容器充有足够的电压、认为起动过程可以结束时，通过继电器Relay将电阻R旁路（短接），电路正常工作。本设计中，最大输入电压为264伏。等效负载电阻为：

若接入的电阻，则可把起动电流限制到负载电流的水平，则起动过程是相当安全的。但由于调节器的输入电容较大（6000uF），则输入电容结束充电的时间长，一般为（3~5）RC，取4RC=1.3秒，加上继电器控制电路的延时；则起动电阻的实际投入时间会超过2秒，若起动过程的平均电流为4安，则 电阻的功耗峰值为848W，2秒的起动过程会产生1600焦耳以上的热量。因此要选择功耗很大的电阻器，尺寸也会很大，这是令人难以接受的，也是不现实的。为此，应选择阻值更大的电阻器，而阻值加大，结束起动过程随之延长，仍难令人满意。因止在抑制电阻回路中再串入一个负温度系数的热敏电阻NTCR，见图2(b)。一方面，在起动过程刚开始时，电路有较强的抑流能力；另一方面，随着起动过程的进行，负温度系数电阻的阻值下降，使电容器的充电电流又不至于太小，起动过程不至过长。 3.3 开关浪涌吸收保护电路 本应用中的开关元件选择为IGBT模块。IGBT是一种电压控制的大功率高速可自关断的电力电子元件。它属于复合型器件，由MOSFET和晶体管构成达林顿结构。IGBT与其它功率开关一样，在开关管关断时，由于主回路电流的急剧下降，主回路存在的寄生电感将会引起很高的集源电压，称为开关浪涌电压。开关浪涌电压的峰值很高，可达常态电压的两

倍。这样高的浪涌电压就可能使IGBT超过其安全工作区，导致 IGBT损坏，另外它也是产生噪声的一个原因。

图3 吸收电路原理图 抑制浪涌电压的有效措施是采用吸收电路，电路如图3所示。吸收电路的原理是：当开关管关断时，蓄积在寄生电感中的能量通过开关的寄生电容（图中未画出）充电，开关电压上升；当此电压上升到吸收电容C的电压与输出电压之和时，吸

收二极管导通。由于电容器的电压不能突变，因此开关的电压上升率被限制。

3.4 开关管的驱动保护电路

栅极驱动电路的设计是否合理，是IGBT实际应用中的一个重要问题。IGBT驱动电路形式一般有三种：直接驱动型、隔离驱动型和集成模块驱动型。

在电路设计中最好选用专用芯片，因为专用芯片都带有比较完善的保护功能，可靠性高，只需很少的外围元件，使用方便。目前市场上已有很多专用芯片，如美国MOTOROLA公司的MPD系列、日本东芝公司的TK系列、日本富士公司的EXB系列等。在本设计中，选用富士公司的EXB840，它能驱动75A、1200V的IGBT管，加直流20V作为集成块的工作电源。开关管频率在40KHZ以下，整个

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驱动电路动作快，信号延时不超过1.5毫秒。内部利用稳压二极管产生的负5伏电压，除供内部使用外，还为外部提供负偏压。集成块采用高速光耦输入隔离，并有过流检测及过载慢速关栅等功能。

图4 IGBT驱动电路 图4为具有过流检测，软管端的驱动电路图。该驱动电路的工作原理是：输入信号经反相器进入14脚，输出驱动信号从3脚输出。当IGBT出现过流时，5脚出现低电平，光耦SOI有输出，对PWM信号提供一个封锁信号，该信号使驱动脉冲

转化为一系列窄脉冲，对EXB840实行软关断。

4 结语 辅助电路对于变换器的安全正常工作非常重要，因此，对于辅助电路的设计不容忽视。本文对功率因数校正器辅助电路中的滤波电路设计、起动电流抑制电路的设计和开关的浪涌吸收保护电路的设计进行了分析，实验结果达到了预期的主要技术指标要求。 功率因数校正技术的新型控制策略综述 PFC电路在提高电力电子装置网侧功率因数、降低电网谐波污染方面起着很重要的作用。随着PFC技术应用的普及，PFC电路拓扑日渐成熟。关于PFC控制系统与控制策略的研究目前仍然十分活跃，这从侧面反映出该领域还有许多问题尚待解决[1]。PFC技术的每一种控制策略都有其优缺点，本节简单总结了PFC技术的经典控制策略，对比分析了几种新型控制策略的优缺点，指出了PFC控制技术的发展趋势。

2.PFC整流器的经典控制策略 电力电子电路的六种基本拓扑结构（Buck、Boost、Buck-boost、Flyback、Sepic、Cuk）原则上都可以构成PFC，但因Boost电路的独特优点，在实际中应用最多。PFC的控制策略按照输入电感电流是否连续，PFC分为不连续导通模式（DCM）和连续导通模式（CCM）。DCM的控制可以采用恒频、变频、等面积等多种方式。CCM模式根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈和被控制量，有直接电流控制和间接电流控制之分。直接电流控制有峰值电流控制（PCMC）、滞环电流控制（HCC）、平均电流控制（ACMC）、预测瞬态电流控（PICC）、线性峰值电流控制（LPCM）、非线性载波控制（NLC）等方式。电流的控制也可以通过控制整流桥输入端电压的方式间接实现，称为间接电流控制或电压控制[2]。

2.2.1 DCM控制模式 DCM控制又称电压跟踪方法，它是PFC中简单而实用的一种控制方式， 应用较为广泛。DCM控制模式的特点：(1)、输入电流自动跟踪电压并保持较小的电流畸变率；(2)、功率管实现零电流开通（ZCS）且不承受二极管的反向恢复电流；

(3)、输入输出电流纹波较大，对滤波电路要求较高；(4)、峰值电流远高于平均电流，器件承受较大的应力；(5)、单相PFC功率一般小于200W，三相PFC功率一般小于10kW。 2.2.2 CCM控制模式 CCM相对DCM其优点为：(1)、输入和输出电流纹波小、THD和EMI小、滤波容易；(2)、RMS电流小、器件导通损耗小；(3)、适用于大功率应用场合。CCM模式下有直接电流控制与间接电流控

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制两种方式。直接电流控制的优点是电流瞬态特性好，自身具有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电路复杂。间接电流控制的优点是结构简单、开关机理清晰。

3.PFC整流器的新型控制策略 3.1 单周控制技术 单周期控制技术(One-Cycle Control)[3]是九十年代初由美国加州大学的Keyue M Smedley提出的，它是一种不需要乘法器的新颖控制方法，将这种控制方法应用于功率因数校正是近年来一种新的尝试。单周控制是一种非线性控制技术，它同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关、积分器、触发电路、比较器达到跟踪指令信号的目的。它的基本思想是在每一个开关周期内使受控量的平均值恰好等于或者正比于控制参考量，单周期控制术在控制回路中不需要误差综合，它能在一个周期内自动消除稳态、瞬态误差，前一周期的误差不会带到下一周期，同时单周期控制技术还具有优化系统响应、开关频率恒定、减小畸变、抑制电源干扰和易于实现等优点。这种控制技术可广泛应用于非线性系统的场合，现已在DC-DC变换器、开关功率放大器、有源电力滤波器、静止无功发生器以及单相、三相功率因数校正等方面得到大量应用。 将单周控制的基本原理应用于各种电流控制上，就可以得到电荷控制(Charge Control)，准电荷控制(Quasi-Charge Control)，非线性载波控制(Nonlinear carrier Control) 和输入电流整形技术(Input Current Control)等功率因数校正的新型控制技术。 从形式上看电荷控制是电流型的单周期控制，其控制思想是控制开关的电流量，使之在一个周期内达到期望值。 准电荷控制也是一种电流型的单周控制。准电荷控制是在电荷控制的基础上,用RC网络代替电荷控制中电路中的C网络。 非线性载波控制的控制电流可为开关电流、二极管电流或电感电流，从电路的拓扑结构上讲非线性载波控制技术是在电荷控制的基础上增加了一个外加的非线性补偿，提高了系统的稳定性。在非线性载波控制中当电路工作在电流连续状态下，系统就是稳定的，而电路工作在断续状态下，系统是小信号稳定的。另外非线性载波控制工作在断续条件下会产生输入电流的畸变。 输入电流整形技术检测二极管上的电流，从形式上说是一种类似于非线性载波控制的控制方案，从控制的实质上讲它是平均电流控制的一种反用。 3.2 空间矢量调制 空间矢量调制(Space Vector Modulation)[4]是80年代中后期发展起来的，最初的应用是使电机获得圆形的旋转磁场，称为“磁链跟踪”。目前，空间矢量调制的概念远远超出了电机调速的范畴，成为与SPWM相并行的一种PWM调制技术。空间矢量调制也是矩阵式变换器的最佳调制方式，三相功率因数校正电路的数字化实现也可用此方式。在模拟控制中，用abc三相对称坐标系，控制量是分段正弦的；在数字化实现时，用同步旋转的d-q正交坐标系，此时，控制量在稳态时为常量，容易保证好的稳态特性。模拟控制时，控制变量是时变的，在电压、电流过零时，可能出现不连续，并且由于模拟控制器的工频增益有限，电流畸变通常比数字控制大。数字控制的带宽主要受运算速度和采样延迟的限制。随着微控制器的性能价格

比不断提高，基于SVM的数字化实现会越来越具吸引力。空间矢量在理论分析上也有优点，用其描述三相电路的状态轨迹，非常直观。

3.3 无差拍控制 无差拍控制(Deadbeat control)[5]是一种在电流滞环比较控制技术基础上发展起来的全数字化的控制技术。它的基本思想是将输出参数等间隔的划分为若干个取样周期。根据电路在每一取样周期的起始值，预测在关于取样周期对称的方波脉冲作用下某电路变量在取样周期末尾时的值。适当控制方波脉冲的极性与宽度，就能使输出波形与要求的参数波形重合。不断调整每一取样周期内方波脉冲的极性与宽度，就能获得波形失真小的输出。 无差拍控制的最显著的优点就是数学推导严密、跟踪无过冲、系统动态响应快、易于计算机执行等，缺点是它要求建立精确的数学模型，当理想模型与实际对象有差异时，剧烈的控制动作会引起输出电压的振荡，不利于系统稳定运行。随着数字信号处理单片机(DSP)应用的不断普及，这是一种很有前途的控制方法 基于空间电压矢量PWM的电流无差拍控制方法，开关频率恒定，调节性能良好，代表了目前国际上PFC技术的先进水平。 3.4 滑模变结构控制 滑模

电源线路滤波器中的漏电流

变结构控制[6]适应了电力电子变换器的开关非线性特性，能够根据变换器运行状态，有效的控制变换器工作状态的切换，实现变换器的控制目标，动态性能好且鲁棒性强，这样，滑模变结构控制就能很容易地应用于整流器、逆变器等相关领域的应用研究，从而最有望成为电力电子变换器实用的控制技术。 变流器的时变参数问题是人们一直努力解决的问题。考虑到开关变换器的开关切换动作与变结构系统的运动点沿切换面高频切换有动作上的对应关系。因而可以考虑用滑模变结构这种方法来控制变流器。 在整流器的功率因数校正系统中，输入电流的稳态特性和输出电压暂态特性之间存在着矛盾的关系，应用滑模变结构控制方法，可以在输入电流的稳态特性和输出电压暂态特性之间进行协调，使输入电流满足有关标准的前题下，尽可能地提高输出电压动态响应。 3.5 基于Lyapunov非线性大信号方法控制 传统控制方法的数学建模一般是基于系统的小信号线性化处理，这种方法的缺点是对系统的大信号扰动不能保证其稳定性。基于这种考虑，文献[7]提出了用大信号方法直接分析这种非线性系统。仿真和实验结果表明，系统对大信号扰动具有很强的鲁棒性。 3.6 dqo变换控制 dqo变换控制[8]是根据瞬时无功功率理论，将电源电流分解到dqo坐标系下，得到两个直流量Id 、Iq。指令电流Id*、Iq*由电压控制环给出，由于参考值和反馈值在稳态时都是直流信号，所以可以做到无稳态误差跟踪，这种方法的控制精度高，但控制中涉及的计算复杂，随着高性能的单片机及专用的矢量转换芯片的出现，其实现也是可行的。 4 控制策略的总结与展望 DCM控制尽管简单，但由于器件承受较大的开关应力。限制了其功率应用范围。CCM控制中，直接电流控制应是发展的主流，它适用于对系统性能指标和快速性要求较高的大功率场合。CCM模式下的电流控制需要乘法器和对输入电压、输入电流进行检测，控制电路复杂且成本高，乘法器的非线性失真也增加了输入电流的谐波含量。因此，不带乘法器的简化控制成为PFC研究的一个热点。 寻求更加简化的控制策略、降低PFC成本、减小THD和EMI、降低器件开关应力、提高整机效率仍然是今后PFC控制策略的发展趋势。中大功率的电力电子设备在电网中占有很大比重，因此三相PFC应是PFC研究的重心。随着三相PFC整机成本的提高和开关频率的降低，依托高速的数字处理器，数字控制成为发展的主流。由于各种控制策略都有优缺点，将各种控制策略合理搭配，取长补短，可以收到理想的控制效果，这也是控制技术发展的一个方向。与现代控制理论相关的控制方法如状态反馈控制(极点配置)、二次型最优控制、非线性状态反馈、模糊控制、神经网络控制等，都可以用在PFC电路中。但这些方法还不成熟，处于积极的探索之中。基于大功率电子设备的要求，目前多电平变换器和各种简单拓扑的串联、并联等拓扑相继提出，对于这些电路的控制，除采用现有的控制策略外，还尝试发展更有针对性的控制技术。