电池保护电路的芯片设计

第11卷 第1期 电路与系统学报 Vol.11 No.1 OF CIRCUITS AND SYSTEMS February， 2006 2006 年 2 月 JOURNAL

文章编号：1007-0249 (2006) 01-0024-05锂电池管理芯片的过流保护功能设计及实现*

朱卓娅， 程剑平， 魏同立

（东南大学 微电子中心，江苏 南京 210096）

摘要：针对锂电池应用特点，设计了用于电池管理芯片的过流保护功能模块。电路采用0.6µm N衬底双阱CMOS工艺实现。HSPICE后仿真结果表明，该模块不仅能对锂电池放电过程实现三级过流检测和保护，还能对充电过程中的过流进行有效管理。通过功耗管理和采用基于亚阈值MOS管的电路，模块消耗电流仅为1.2µA，能充分满足较复杂的电池管理芯片的需要。

关键词：锂离子电池；电池管理芯片；过流保护

中图分类号：TN432 文献标识码：A

1 引言

和其它二次电池相比，锂电池有更高的体积密度、能量密度，并有高达4.2V的单节电池电压，因此在移动电话、个人数字助理（PDA）、数码相机等便携式电子产品中获得了广泛的应用，甚至被认为是上世纪90年代能源技术的一个重要里程碑[1]。

为了确保使用的安全性，锂电池应用中必须要有相应的电池管理芯片，来防止电池的过充电、过放电和过电流[2]。但考虑到电路的成本和尺寸，有时并不需要将所有的功能都集成在一起，而是希望针对不同的电池设计不同的保护功能。另外，在实际的锂电池管理芯片设计中，有以下因素需要着重考虑：一是功耗，由于芯片的驱动电流始终来自于被保护的电池，因此要求芯片的电流消耗尽可能地低，从而可以尽量延长电池的工作时间；二是工作电压，芯片有可能在电池过放电的情况下工作，甚至还要保证电池在零伏时能够正常充电，所以设计时必须考虑电路的低电压工作能力；此外，电路必须能适应电池电压在1.5V～5V范围内波动。

为了便于锂电池管理芯片中功能的组合，本文设计了三级放电过流检

测电路及充电过流检测电路。为了有效降低电流消耗，设计了基于亚阈值

MOS管的电路，并对电路进行了功耗管理。最后，对电路进行了版图设计，

并结合一个芯片实例的后仿真来验证结果。

2 功能设计 图1 锂电池应用简图

锂电池既可以接充电器充电也可以接负载放电，图1给出了单节锂电池和保护电路的应用简图。图1中，VDD和VSS分别是电池电源和地输入端；CO和DO分别控制芯片外接的两个功率MOS管N1和N2，来控制电池的充电及放电回路。正常工作时，CO和DO均为与VDD相等的高电平，此时N1和N2导通，电池既可以向负载放电，又可以由充电器进行充电；当CO降为低电平时，N1截止，充电回路被切断，但电池仍然可以通过N1的寄生二极管向负载放电；当DO为低电平时，N2截止，放电回路被切断，但N2的寄生二极管仍保证了电池可以进行充电。

图1中还提供了VM端检测充、放电过程中的过流情况。以放电为例，当电池接负载放电时，过流检测电压： VM=2Ron I （1） 式中，I为放电电流，Ron为功率MOS的导通电阻。应用中为了降低VM值，有效利用放电或充电电流，N1、N2的导通电阻应尽可能地小，一般取20m ~30m 。在放电时，过流检测电压VM与式（1）相* 收稿日期：2005-05-25 修订日期：2005-06-28

电池保护电路的芯片设计

第1期 朱卓娅等：锂电池管理芯片的过流保护功能设计及实现 25

同，这时I为充电电流。

为了提高检测精度，本文设计了放电过流三级检测和充电过流检

测电路，同时根据过流情况设有不同的延迟时间，以防有突发电流流

入时发生误动作。保护电路框图和具体的电学参数指标分别见图2和

见表1。

从图2可以看出，接负载放电时，VM监测电池的电流大小，和不

同的基准电压比较后，由过流1、过流2输出相应信号，并根据过流

图2 锂电池过流保护

电路系统框图 的程度经过相应延时后，由逻辑控制电路输出信号控制DO；而一旦

发生短路，为确保安全，必须立即停止放电；电池接充电器时，VM信

号可以反映充电电流的大小，再经充电检测电路后，由逻辑控制电路决定是否应停止充电。

3 电路实现

3.1 放电过流

图2所示的过流1和过流2比较器中，

均由VM信号和基准电压充当输入信号，因

此电路结构相似。以过流1比较器为例，本

文采用如图3所示的四级结构，VM和Vref1放电过流项目 表1 设计项目及参数

检测电压（V） 延时时间（ms）过流1 0.150 4～16 过流2 0.5 1～4 短路（VM基于VDD）-1.1 1×10-3～4×10-3 充电过流 -1.3 1～4

比较后，输出电压信号Vcomp_oct1。图3中，第一级为差分输入级，由于输入信号共模范围比较低采用P对管P2、P3输入，N1、N2组成电流源负载，并且完成双端输入到单端输出的转换，这级的偏置电流由P1提供。第二、三级为电流沉反相器由N3、P4、N4、P5组成，N3、P5为工作管，P4、N4为有源负载提供偏置电流。第四级由N5、P6组成推挽放大器充当输出级，将输出信号Vcomp_oct1拉到与VDD

或GND相等的电位。

电路设计时，在静态情况下，要求比较器输入级要完全

对称：

(WL)P2=(WL)P3 (WL)N1=(WL)N2 （2）

1 IN1=IN2=IP2=IP3=IP12 图3 过流1比较器电路原理图 式中，I为MOS管的漏源极电流。由于N1与N2电流相等，

且N1的栅、漏极相连，根据平衡条件，N2的漏极电压应基本上等于N1的栅极电压，则：

(WL)P4 IIP1=P4 (WL)P1 (WL)N3IN2 （3） IN3=()WLN2 IP4=IN3

由式（2）和式（3）可以得到第一级和第二级电路的尺寸关系。考虑到比较器的分辨率为：

V VOL V=OH （4） AV

式中，VOH、VOL分别是比较器输出对应的高低电平，AV是比较器总直流增益。从式（4）可知，为保证足够高的分辨率，需提高比较器的增益AV。而在图3所示的四级结构中，有：

gmP6+gmN5 gmP3gmN3gmP5 AV=AV1AV2AV3AV4= （5）

gggggggg++++dsP3dsN2dsN3dsP4dsP5dsN4dsP6dsN5

电池保护电路的芯片设计

26 电路与系统学报 第11卷 式中，gm=2K′WID，gds≈λI，其中K′为PMOS和NMOS的工艺增益因子KP、KN，λ为沟道 长度调制系数。由式（5）说明，设计第二三级时，要将它们偏置在高增益区。应该指出的是，电路中偏置电流的大小将直接影响电路的上升时间和延迟时间，增大偏置电流可加快上升时间并缩短延迟时

间，但此时电路的功耗也会相应增大，因此需要合理折衷。

本文设计的负载短路检测电路如图4所示。电路由两级反相放大电路组

成，其中第一级主要确定负载短路的检测电压，第二级主要是改善输出波形。

对于反相器而言，其转换阈值：

V THP+VTHN r （6） Vth=DD

1+r

图

4 负载短路检测电路

K其中，r=，VTHN、VTHP为NMOS、PMOS的阈值电压。由式（6）可知，KP

要调整负载短路检测电压，可以改变电路中MOS管的尺寸，另外还适当改变电阻的阻值。

3.2 充电过流电路

充电过流时的VM负压检测，可以设计一个过零比较器，通过在其输入

端引入升压电路来实现[3]，电路原理图见图5。

图5中P9和N9的栅极都接地。在正常充电时，VM是一个较小的负

值，N9的栅源电压小于它的阈值电压，N9截止，而P9始终导通保证了N

N端电位拉到低于GND，比较器输出高电平，实现了充电过流的检测。

3.3 低功耗设计

实际应用中，过流保护模块的电流消耗应是设计的重要指标之一。同时，考虑到低压（1.5V）时仍要求电路能正常工作，采用了将MOS管偏置在亚阈值区的低压低功耗设计[4]；为了进一步减小低压下模块的电流消耗，还引入了一个由逻辑控制电路输出的信号PowerDown，它能在电池电压低于1.8V时，有效地关断相应电路。这两种低功耗设计方案可通过基准电压源电路来说明。

本文设计的亚阈值基准源电路见图6，它给过流1和过流2比较器提供所需的基准电压Vref1、Vref2[5]，适用于N衬底双阱CMOS工艺。

图6所示的电路可以分为三个部分：正温度系数（PTAT）电流产生电路、负温度系数（IPTAT）电流产生电路以及电流求和（Current Summing）电路。PTAT电流电路中，P12、P13、N12、N13和R4构成一个自偏置电路，其中N12、N13和R4组成Peaking电流镜，其优点是可以方便地得到电流为几µA甚至是nA级的电流；P1和P2则组成基本电流镜。设计中，可以通过选择合适的R4值，控

制流过N12的电流为nA级，并根据所选工艺决定N12的

尺寸，将N12偏置在亚阈值区。因为有：

VGSN12 VGSN13=IN12 R4 （7）

式（7）表明，此时N13也将在亚阈值区工作。由于亚阈

值MOS管的I-V为指数或对数关系，当W成=WP13P12

立时，流过P13和N13的电流为：

(W)N13VTln （8） IP13=IN13=IN12=NR4(W)N12L

式中，VT为热电压，N为亚阈值区斜率。从式（8）可知，图5 负压比较器原理图端电位高于GND电位，比较器Vout为低电平。充电过流发生时，VM为较大的负值，此时N9导通，将()()图6 低功耗电流求和型基准源电路

IP13是PTAT电流。而在由P10、P11、N10、N11、Q0和R3构成的电路中，两个叠加的电流镜能够保证R3上的压降即为Q0的PN结压降，流过N11和

R3上的电流为：

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第1期 朱卓娅等：锂电池管理芯片的过流保护功能设计及实现 27 IR3=IN11=Vbe （9） R3

由式（9）可知，流过N11的电流具有负温度系数。此IPTAT电流由N11镜像到N14，再经过电流求和电路中的P14、P15转换极性后，由P15输出。此时，P13镜像到P16的PTAT电流和P15流出的IPTAT电流叠加后，在R6、R7上形成稳定的电压输出：

(WL)P15(WL)N14Vbe(WL)P16(WL)N13 (R6+R7) （10） V Vref2= + NTln R4WLN12 WLP14WLN11R3WLP13

(WL)P15(WL)N14Vbe(WL)P16(WL)N13 R7 （11） V Vref1= + NTln WLWLR3WLR4WLP14N11P13N12

由式（10）、（11）可以看出，由于电路采用电阻分压，可以灵活地输出基准电压；电阻和器件取比值，则可以最大程度地避免了工艺漂移引起的基准电压变化。此外，电路还加入了C1、R5和C2

构成的启动电路，保证电路在实际应用中能正常启动。

再来讨论图6中控制信号PowerDown的作用。正常

工作时，PowerDown输出与GND相等的低电平，控制

管P17导通，导通电阻Ron为：

1 （12） Ron=KPWLP17VDD HP设计中通过增大P17的W/L值来降低导通电阻，使

一旦VDD低于1.8V，VDD能够几乎无衰减地加到电路中。

逻辑控制电路将PowerDown变为与VDD相等的高电平，

P17有效截止，此时整个电路所消耗电流仅为P17的漏

图7 具有过流保护功能的锂电池保护电路版图电流。

需要指出的是，在本文设计的过流1和过流2比较器中也引入了PowerDown控制信号，此处不再重复给出相应的电路。

4 模拟结果

电路采用0.6µm N衬底

双阱CMOS工艺实现，采用

HSPICE作过流保护功能和

指标验证。验证系统采用单

节锂电池保护芯片，芯片版

图如图7所示。不加说明，

给出的后仿真结果中，模拟温度为25 C。

图8给出了放电过程中，三级过流检测和保护的HSPICE后仿真结果，图8(a)、(b)、(c)中分别对应过流1、过流2和短路保护情况。由图8(a)、(b)可知，当放电电流检测端VM电压高于150mV、500mV

时，比较器输出

Vcomp_oct1和Vcomp_oct2立即翻转，分别延时6.35ms、1.61ms后，放电控制端DO降为低

电平，关断放电回路；从图8(c)还得到，当VM上升比VDD低1.1V时，延迟

1.38µs后，短路保护开始起作用，及时关断放电回路。

图9是充电过流检测及保护的HSPICE后仿真图。和图8放电过流情

况不同的是，当在低电池电压下充电的过程中，VM降到-1.29V，比较器输

出Vout即时翻转，而此时VDD仍比较低，所以CO仍保持高电平，允许充电

图9 充电过流检测及

保护的后仿真图 图8 放电过流检测及保护的后仿真图 器继续对电池充电，而在延时2ms后，DO才由低电平转为高电平，允许电池接负载放电。

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28 电路与系统学报 第11卷

HSPICE模拟还表明，在1.5V～5V的电池电压范围内，整个过流保护模块均能正常工作。电池电压为3.5V时，电路消耗电流仅为1.2µA；当控制信号PowerDown关断电路后，电池电压为1.5V时，电流小于0.1µA。

5 结论

本文设计了用于电池管理芯片的过流保护功能模块。该电路用0.6µm N衬底双阱CMOS工艺验证，HSPICE后仿真表明该电路不仅能对锂电池放电过程实现三级过流检测和保护，还能对放电过程中的过流进行有效管理。由于采用了亚阈值基准源电路，并对功耗进行了管理，电路电流消耗低，可灵活地充当锂电池管理芯片中的功能组合模块。

参考文献：

[1] Thomas G. Benefits of Performance Standards for Lithium-ion and Lithium-ion Polymer Batteries [A]. Battery Conference on Application

and Advances, The Seventeenth Annual [C]. 2002. 223-225.

[2] Applications of Battery Power Supply Devices and Battery Drive Circuit Design, Seiko Instruments Inc [OL].

http:///intcir/products/ power/ pdf/.

[3]

[4]

[5] 程剑平, 朱卓娅, 魏同立. 单节锂离子电池保护芯片的设计 [J]. 电路与系统学报, 2004, 9(4): 66-70. Giustolisi G, Palumbo G, Criscione M. A low-Voltage Low-Power Voltage Reference Based on Subthreshold MOSFET [J]. IEEE J. SSC, 2003, 38(1): 151-154. 朱卓娅, 魏同立. 一种电流求和型的低功耗Bandgap电压基准源 [J]. 东南大学学报, 2003, 33(6): 717-720.

作者简介：朱卓娅，女，东南大学讲师，现正在职攻读东南大学微电子学与固体电子学专业博士学位，主要研究方向为数模混合电路低功耗设计；程剑平，男，现为东南大学微电子中心博士生，主要研究方向为低功耗模拟集成电路的设计；魏同立，男，东南大学微电子中心教授，主要研究领域为SOI深亚微米器件与电路，ULSI设计方法。

Design and realization of over-current protective function

in Li-ion battery management IC

ZHU Zhuo-ya, CHENG Jian-ping, WEI Tong-li

( Microelectronic Center, Southeast University, Nanjing 210096, China )

Abstract: According to Li-ion battery application characteristics, the over-current protection block in battery management IC is designed. The block can be realized with 0.6µm N-sub twin-well CMOS process. HSPICE post-simulation results show that the block not only can implement three classes’ over-current detection and protection during Li-ion battery discharging, but also can efficiently manage the over-current during charging. The block consumes a low current with 1.2µA by adopting power management and the circuit based on sub-threshold MOSFET, so it can satisfy the demands of complicated battery management ICs.

Key words: Li-ion battery; battery management IC; over-current protection