CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书

西安民展微电子有限公司

摘要：摘要：

本文主要介绍了CR6842的特征和详细的工作原理，描述了一种采用CR6842的反激式隔离AC-DC开关电源的简单而高效的设计方法。

应用领域应用领域：领域：

电池充电器 数码产品适配器

LCD 显示器/TV 电源 开放式电源

兼容：SG6842J&LD7552&OB2269 &SG6841 & OB2268

芯片特征芯片特征：特征：

高集成特性可使系统外部器件减至最少

低的启动电流：7.5uA（Typ）、低的工作电流：3mA（Typ）

内置频率抖动以改善EMI特性

内置前沿消隐(LEB)电路和同步斜率补偿 为改善效率和最小待机功耗而设计的Hiccup Mode & PFM工作模式

VDD 欠压保护(UVLO)、过压保护(OVP)及VDD电压钳位功能、过温度保护(OTP) 、OLP等多种自恢复保护内置OCP补偿模块，优越的OCP性能

管脚信息管脚信息：信息：

CR6842CR6842 842

(DIP-(DIP-8L&SOP-8L&SOP-8L) 8L)

典型应用电路图典型应用电路图:电路图:

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书一、芯片工作原理1.功能概述：CR6842是用于 100W以内离线式开关电源 IC,该 IC具有优化的图腾驱动电路以及电流模式 PWM控制器。PWM控制器包含频率振荡发生器以及各种保护。由振荡电路产生的频率抖动，可以改善 EMI特性。为了获得良好的效率和待机功耗，CR6842在重载或中等负载时，工作在 PWM模式。当负载逐渐减小时，振荡器的工作频率逐渐降低，最后稳定在 10KHz左右。在空载和轻载时，电路采用绿色模式，有效的降低了待机功耗。保护功能包括：欠压锁定、过载保护、过温保护、过压保护及钳位等，保护解除后均可自动恢复工作。由于 CR6842高度集成，使用外围元件较少。采用 CR6842可以简化反激式隔离 AC-DC开关电源设计，从而使设计者轻松的获得可靠的系统。

图 1.1 CR6842内部框图

2.欠压锁定和启动电路及 OCP补偿特性：⑴、 CR6842具有如下两种启动方式： 1)传统的启动方式:使用 VDD作启动脚时芯片支持从整流前启动及整流滤波后启动的方式，其启动电路见图 1.2.1,图 1.2.1所示； 2)具有 OCP补偿功能的启动方式：使用 3脚 VIN作启动脚时芯片具有 OCP补偿的功能，但仅支持从整流滤波后启动的方式，其启动电路方式见图 1.2.3典型电路。

1.2.1图 1.2.1整流前启动

1.2.2图 1.2.2整流滤波后启动

1.2.3图 1.2.3 OCP补偿功能的启动

2

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书3、系统的启动时间：上面两种启动方式当电源上电开机时通过启动电阻 RIN给 VDD端的电容 C1充电,直到 VDD端口电压达到芯片的启动电压 VTH(ON)(典型值 16.5V)时芯片

才被激活并且驱动整个电源系统正常工作。在图 1.3.2中系统的最大启动延迟时间满足如下运算关系：

VDD _ ON TD _ ON= RIN× C1× ln 1 V I DC DD _ ST× RIN其中： IDD_ST: TD_ON: RIN: CR6842的启动电流系统的启动延迟时间为 R1与 R2电阻值之和

………………(表 3.1)

由于芯片具有低启动电流的特性并且考虑到空载的系统损耗，RIN可以取得较大，具体值可在 1.5M~3M范围内选取,C1推荐选用 10uF/50V。如果发生保护，输出关断，导致辅助绕组掉电， VDD端电压开始下降，当 VDD端电压低于芯片的关闭电压 VDD_OFF(典型 10.8V)时，控制电路关断，芯片消耗电流变小，进入再次启动。1.3.1图 1.3.1典型启动电路

如果需要系统具有更快的启动时间且在系统成本允许的情况下，您可参考图 1.3.2电路中 C1可以取得较小(但需要考虑系统的稳定性),RIN的取值可以取得较大(但会受限于 OCP补偿性能，见 OCP补偿特性说明),这样既可缩短系统的启动时间同时也可降低系统空载时的待机功耗。

1.3.2图 1.3.2快速启动电路

4、启动电阻RIN上最大损耗：

PRIN, MAX

(V=

DC, MAX

VDD )

2

RIN

2 VDC, MAX

RIN

……………………(1.4.1)

其中， VDC,MAX是最大输入整流后电压对于一个通用输入(90Vac~264Vac),VDC,MAX=374V

PRIN, MAX=

3742 1.5× 106

93mW………………………………(1.4.2)

3

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书5、OCP补偿特性：1)、如果系统使用 3脚 VIN端口作启动时,系统会具有较好的 OCP补偿特性。当系统的输入电压发生变化时，通过启动电阻流过 VIN端的电流也会发生变化，芯片通过检测该端口变化值来自动实现补偿，使系统在较宽输入电压范围内的 OCP曲线比较平坦，达到恒定功率输出的目的。 2)、影响 OCP补偿平坦度的主要参数：频率：基于 50KHZ~65KHz设计。启动电阻：基于 1.8M设计。 Sense端输入：基于省掉外部 R-C网络设计，见 Sense端输入的说明。 3)、Sense端口门限与 VIN端口输入电流的关系曲线图

从图中可以看到，如果系统设计以 VIN端口(3脚)作为启动端，那么 VTH_oc的值是受流过 VIN端的电流影响的，熟悉 Sense端门限与 VIN端输入电流的关系曲线图对分析系统的 OCP特性是有帮助的。

6、正常工作频率和频率抖动CR6842允许设计者根据系统的使用环境需要自行调整系统的工作频率， CR6842的典型工作频率为 65KHz,其应用电路如图 1.6,RI的取值决定了系统的工作频率，工作频率的设定可分别由以下公式计算出来，在正常的工作频率上增加了±4%的抖动，弱化在某个频率对外辐射的能量,使系统

设计更容易成功。

1.6图 1.6频率设置电路虽然 CR6842推荐系统 PWM的工作频率范围可为 45K~100KHz,但是芯片系统性能优化主要是被设计在 50KHz~65KHz的应用范围，在应用时请注意。 PCB layout时应尽可能使 RI的接地端靠近芯片的 Pin 1 GND在端，以便减少干扰。

7.FB输入端CR6842 FB端口各电压阈值相对应的系统工作状态可通过下图表示。 4

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书

.7.图 1.7.1 FB端电压对应系统工作状态 1.0V~1.8V为系统在空载或轻载时工作在 CRM工作模式下的 FB端电压；1.8V~4.4V为系统在常态工作模式下的 FB端电压；4.4V~6.0V为过功率保护，短路保护时 FB端电压；6.0V为系统开环，FB端的短路电流典型值为 1.42mA。 CR6842采用传统的电流模式结构设计，其关断时间根据峰值电流调整，通过与主开关管 MOSFET源极相连接的电流反馈电阻 Rsense转化成电压反馈到 CR6842的第 6脚 SENSE端来实现控制。在正常工作时，这个峰值电流与 FB具有如下关系式：

VFB: FB端的电压。 Rs:与主开关管 MOSFET源极相连接的电流反馈电阻阻值当 VFB>4.4V持续 80mS的时间,关闭开关管，状态被保持。此时芯片 VDD电压必须降低到 VDD_OFF后，再启动才能恢复正常。VFB<1.0V(典型值)时，CR6842的 Gate端口立即停止输出脉冲，保证整个系统的安全。注意事项： 1).芯片在设计初始为了降低系统工作在空载或较轻负载(1/30满载)的状态下系统整机的功率损耗，系统正常工作时 CR6842 FB端允许的最大的输出电流 IFBmax≈0.5mA,最小工作电流 IFBmin≈0.18mA;即流过光耦接收端集射极的电流 Ic最大为 0.5mA左右，最小为 0.18mA左右。假设光耦的最大传输比 CTR=0.8,系统二次侧(次级) TL431的工作电流仅由流过光耦发射端二极管的电流 IF提供，那么通过 Ic折算到流过光耦发射端二极管的电流 IF最大仅为 0.63mA,这个电流将无法满足 TL431的最小工作电流 (1mA),所以在系统设计时，使用 CR6842设计的系统必须给次级 TL431提供一个常态偏置电阻(见图 2.5电路中的 Rbias), TL431工作在正常的状态，使否则系统的负载调整率或其他性能可能会发生异常,在 16V输出的系统中，考虑空载或轻载时系统的损耗因素，推荐使用的偏置电阻阻值为 2.2K。 2).当 VFB=1.0~1.8V时系统工作在绿色工作模式，如果系统出现可听及的异音，请先检查系统是否工作正常，如果确认无误，请检查系统缓冲吸收回路中的电容材质，如果使用的是普通压电陶瓷电容，那么当系统工作在 CRM工作状态时电容由于发生压电效应而可能产生异音是正常的。这时，请更换电容的材质，如

MYLA,PEA,MEF或 CBB等薄膜类电容；考虑成本及电容体积大小的因素，推荐使用 MYLA(缇纶)电容，在保证吸收回路效果的前提下可以通过调整缓冲吸收回路中的电阻阻值来减少该电容的值有利于缩小电容体积及降低系统成本，例如 222/400V,472/400V或 103/400V的 MYLA(缇纶)电容可以接受的。

5

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书3) .当系统工作在满载的情况下,如果系统出现可听及的异音时，请检查系统是否工作正常，如果你确认无误，请检查芯片的 FB端的电压波形是否较平滑，如果发现较大的干扰请检查系统的 PCB layout是否合理，对于较小的干扰可通过外加滤波网络进行抑制，如图 1.7.2中的 RFB及 CFB组成的低通滤波器，这里 RFB, FB的取值不宜过大， C比如 47 Ohm, 1000 PF;根据系统的实际情况，RFB可以为 0 Ohm。RFB,CFB的取值会影响系统的图 1.7.2 FB低通滤波器环路稳定，一般 CFB的取值建议要≤4700PF。 4)、当系统工作在输出空载，轻载或满载转空载的情况下，如果发现输出端电压在较大范围内波动时，首先确定电路设计、PCB layout是否正确及环路是否稳定，如果确定无误，请再次检查变压器给芯片供电的辅助绕组是否能保证系统在输出空载或轻载的情况下芯片 VDD端的电压在 10.8V(UVLO典型值)以上，否则系统可能工作在 UVLO临界状态。值得注意的是变压器辅助线圈在设计时需要把与 VDD端相连的整流二极管的管压降以及限流电阻的压降考虑进去，另外还要考虑变压器层间耦合系数/强度的关系；耦合较弱时，空载时芯片 VDD端电压值较低，容易进入 UVLO状态，但是满载状态下 VDD端电压上升较少；耦合过强，对提高空载时芯片 VDD端电压稳定系统有较大的帮助，但满载状态下 VDD端电压上升较多，容易让芯片进入 OVP状态。考虑到系统满载瞬间转空载或空载瞬间转满载时由于能量瞬变导致 VDD端电压下冲误触发 UVLO的原因，在系统允许的输入电压范围内且系统输出为空载时建议芯片 VDD端电压要>12.5V,这里特别要注意高端输入电压如 264V/50Hz时的情况。

6. Rsense输入端CR6842采用电流模式 PWM控制技术，初级峰值电流通过电流检测电阻 Rsense转化为电压反馈到 Sense端。由于在开关管导通瞬间会有脉冲峰值电流，如果此时采样电流值，会导致错误的控制。内置的前沿消隐(LEB)电路，就是为了防止这种错误的控制。在开关管导通后，经过一段前沿消隐时间(典型 300ns)才去控制电流限制比较器，可以为系统节省一个外部的 RC网络。如果由于 Sense端的电流反馈信号前沿噪声干扰持续时间

超过芯片内置的前沿消隐(LEB)时间导致系统性能异常，可以考虑外接 R-C网络，但建议 R-C的取值不宜过大，否则可能会引起电流反馈信号的失真过大，导致系统启动或输出端短路时 MOSFE漏源端电压 Vds过高等常见的系统异常现象。推荐 R-C网络的取值为：R≤680,C≤1000PF。没有特别的需要，不建议外接 R-C网络。由于 OCP补偿的设计是基于无 R-C网络设计的，如果设计时系统加入了 R-C网络，系统的 OCP补偿特性将受到一定的影响。正常工作时，PWM占空比由 Sense端电压和 FB端电压共同调整。

7.内置斜波补偿内置斜波补偿电路增加电流检测电压的斜率，这可以改善系统闭环的稳定性，防止次谐波振荡，减小输出纹波电压。

8. Gate端驱动：CR6842内置的功率 MOSFET通过一个专用的栅极驱动器控制。当提供给 MOSFET驱动能力差时会导致高的开关损耗；驱动能力强，EMI特性会变差。这就需要一个折衷的办法来平衡开关损耗和 EMI特性，CR6842内置的图腾驱动电路设计可以优化驱动能力。这种控制原理可以在系统设计时，容易地获得低的损耗和良好的 EMI特性。

9、RT端口应用及软启动电路:1):过温保护(OTP)电路设计： RT端口可通过外接温度检测电路构成简易的 OTP保护电路，常用电路见图 1.9.1,图中 R1起微调作用。OTP保护方式为锁死模式。RT端口内部连接了一个恒流源，该恒流源提供的电流与芯片的工作频率成反比，在 RI=26K时，恒流源提供的电流为 70uA(典型值),RI=33K时，恒流源提供的电流约为 54uA(典型值)。当因某种因素导致系统内部温度逐渐上升时，OTP温度补偿电阻受温度升高的影响， 6

1.9图 1.9.1 OTP电路

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书其阻值逐渐降低，从而使 RT端的电压逐渐下降，直到 RT端的电压降到 1.065V (典型值)以下并持续 100uS后，芯片 Gate彻底停止驱动(即锁死),电源输出关闭，保护整个系统；需要拔掉电源插头后把输入电容上的电放完后,再重新上电电源才能恢复正常工作。由于 NTC电阻的精度及生产过程中 NTC电阻检测点的不一致性导致系统的 OTP点误差较大,推荐 R1使用可调电阻，产品在生产时可通过调节该可调电阻阻值来调整系统的 OTP的精度，满足不同的客户需求。如果不需 OTP功能时，RT端口可以接 20K到 GND,以屏蔽此功能。 2):软启动电路：在 RT与 FB之间可以构成传统的软启动电路，其电路见图 1.9.2。 RT内部有一个约 70uA(FPWM= 65KHz)的恒流源,而且其门限电压超过 1V(开环电压为 3.5V),FB端的最大输出电流 IFBMAX为 0.7mA左右，这保证了软启动电路

的可行性。芯片启动后该恒流源首先打开，开始给电容 C1充电，这时 RT两端电压 VR2>0.7V,Q1处于饱和导通状态，VFB≈0.3V, Gate关闭输出；随着 C1充电电流的逐渐减小，C1两端的电压也逐渐增加，RT两端的电压跟随降低,当 VR2<0.7V时，Q1由饱和导通状态逐渐转为截止状态,FB的电压逐渐上升，直到 VFB>1.0V(典型值),Gate开始输出，达到软启动的目的。 1.9.2图 1.9.2软启动

10、系统进入 CRM工作模式的条件：在轻载或空载时，CR6842进入 CRM工作模式，工作频率降低。频率的变化由取自电压反馈环的反馈电压控制，当反馈电压低于内部门限电压时，振荡器频率线性减小到最小工作频率， 10KHz左右约 (RI=26KΩ)。在此振荡频率工作时，MOSFET的开关损耗和磁芯、电感、吸收电路等各部分的损耗均减小，从而减小了总损耗。在正常工作或重载时，PWM频率增大到最大工作频率，约 65kHz左右(Ri=26KΩ),工作频率不受 CRM工作模式的影响。

11.保护功能1)逐周期电流限制在每个周期，峰值电流检测电压由比较器的比较点决定。该电流检测电压不会超过峰值电流限制电压。保证初级峰值电流不会超过设定电流值。当电流检测电压达到峰值电流限制电压时，输出功率不会增大。从而限制了最大输出功率。如果负载过重，会导致输出电压变低，反映到 FB端，导致 FB电压升高，发生过载保护。具有线电压补偿功能的 OCP,在宽范围输入时可实现恒功率输出。 2)过压保护及钳位当 VDD电压超过 OVP保护点时，表示负载上发生了过压，此时 CR6842的 GATE关断输出。该状态一直保持(芯片进入锁死状态),需要拔掉电源插头后把输入电容上的电放完后,再重新上电电源才能恢复正常工作。发生过压保护后，如果 VDD端口电压超过箝位电压阀值(典型 25V)时，内部箝位电路将 VDD电压箝位在 25V,以保护 CR6842不被损坏，此时输出仍然是关闭的。 3)、短路保护(SCP)、过流保护(OCP)及过功率保护(OPP/OLP):芯片 6脚 SENSE端通过监控系统初级侧(一次侧)流过主开关管的电流信号活动，芯片能检测到系统过流或过功率的状况。当系统输出发生短路、过流或过功率现象时，如果 SENSE端的电压 VTH_OC超过 0.86V(典型值)时，Gate端输出脉宽将会被限制输出，这时系统处于恒功率输出状态 Po=Vo*Io,即如果增加输出负载电流，那么系统输出电压相应会下降，VFB相应上升；当这种现象持续 56mS后，芯片将使系统进入过功率保护(OLP)状态，Gate会立即关闭输出，保护整个系统，然后芯片重新启动，Gate输出驱动信号，当故障依然存在时系统将重复上述现象。当系统进入过功率保

护状态时，系统损耗的平均功率是较低的。直到芯片 VDD电压降低到 VDD_OFF(典型 10.8V)后，进入再次启动序列。注意：CR6842关断，芯片进入锁死状态。注意：CR6842在发生 OVP与 OTP保护时会把 GATE关断，芯片进入锁死状态。需要拔掉电源插头后把输入电容与 VDD电容上的电放完后,再重新上电电源才能恢复正常工作。电容上的电放完后,再重新上电电源才能恢复正常工作。

7

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书二、应用指导应用指导图 2.1所示为采用 CR6842的反激式隔离 AC-DC转换器的基本电路原理图，本部分将以该电路作为参考，来说明变压器设计、输出滤波器设计、元件选择和反馈环路设计的方法。

AC图 2.1采用 CR6842的反激式隔离 AC-DC转换器的基本电路原理图

1.确定系统规格最小 AC输入电压：VACMIN,单位：伏特。最大 AC输入电压：VACMAX,单位：伏特。输入电压频率：fL,50Hz或者 60Hz。输出电压：VO,单位：伏特。最大负载电流：IO,单位：安培。输出功率：PO,单位：瓦特。电源效率：η,如无数据可供参考，对于低电压输出(低于 6V)应用和高电压输出应用，应分别将η设定为 0.7~0.75和 0.8~0.85。计算最大输入功率：PIN,单位：瓦特。

PIN=

PO

η

………………………………………………………(2.1)

2.确定输入整流滤波电容(CIN)和直流电压范围(VMIN、VMAX)输入整流电容选择对于 AC 90~264V宽范围输入， CIN按 2~3uF/Watt输出功率选取；对于 AC 230V或者 115V倍压整流输入，CIN按 1uF/Watt输出功率选取。最小直流输入电压 VMIN

2 VMIN= 2× VACMIN

1 2× PO× tC 2× fL…………………………(2.2)η× CIN

其中，fL为输入交流电压频率(50Hz/60Hz); tC为桥式整流大额导通时间，如无数据可供参考，则取 3ms;所有单位分别为伏特、瓦特、赫兹、秒、法拉第。 8

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书

最大直流输入电压VMAX

VMAX=VACMAX…………………………………………（2.3）

3. 相应工作模式和定义电流波形参数KP

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书DMAX=非连续模式时计算 DMAX:

(VMIN

VOR………………………………………(2.6) VDS )+ VOR

DMAX=

VOR…………………………………(2.7) K P× (VMIN VDS )+ VOR

其中，设定 CR6842外接功率 MOSFET漏极和源极 VDS=10V。 5.用产品手册选择磁芯材料，确定ΔB选择有磁芯材料应该考虑高 BS,低损耗及高 ui材料，还要结合成本考量；建议用 PC40以上的材质。为了防止出现瞬态饱和效应以低ΔB设计:

ΔB=(60~80)%Bm,即ΔB=(0.6~0.8)*(Bs-Br)式中：ΔB为最大磁通密度摆幅，Bs为饱和磁通密度，Br为剩磁,BM为最大磁通密度,一般取在 0.2~0.3范围之内,若 BM>0.3T,需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数 NP,范围之内。如 BM<0.2T,就应选择尺寸较小的磁芯或减小初级匝数 NP值。 6.确定合适的磁芯实际上，磁芯的初始选择肯定是很粗略的，因为变量太多了。选择合适磁芯的方法之一是查阅制造商提供的磁芯选择指南。如果没有可参考资料，可采用下面作为参考。

Pt× 104 AP= Aw× Ae= 2B× f× J× Ku传递功率： Pt= Po/η+ Po电流密度： J= 4~ 8 A/ mm2

………………………… (2.15)

绕组系数： Ku= 0.2~ 0.5 4式中，Ap单位为 mm,Aw为窗口面积，Ae为磁芯的截面积，如图 2.3。B为正常操作状态下的最大磁通密度(单位：特拉斯(T)。为了防止磁芯因高温而瞬间出现磁饱和，对于大多数功率铁氧体磁芯 )的尺寸越大，Ae越高，所做的功率就越大。

图 2.3磁芯窗口面积和截面积

7.估算 DCM/CCM临界电流 IOB

IOB= 80% IOMAX8.计算初级绕组与次级绕组匝数比

N=10

NP VDCMIN DMAX NP VOR=×或N== NS VO+ VD 1 DMAX N S VO+ VD

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书其中，NP和NS分别为初级侧和次级侧匝数。VO为输出电压，VD为二极管正向电压：对超快速PN结二极管选取0.7V,肖特基二极管选取0.5V。VDCMIN为最小输入直流电压，DMAX为设置的最大占空比, VOR为反射电压。 9.计算 DCM/CCM临界时副边峰值电流ΔISB:

ISB=10.计算 CCM状态下副边峰值电流ΔISP:

2 IOB 1 DMAX

ISP=11.计算 CCM状态时原边峰值电流ΔIPP:

IOMAX (1 DMAX )+ ( ISP N ISB ) 2

IPP=12.计算副边电感 LS及原边电感 LP:

LS=

(VO+ VD )(1 DMAX )× TS ISB L P= N 2× LS

由于此电感值为临界电感，若需要电路工作于 CCM则可增大此电感值，若需要工作于 DCM则可适当调小此电感值。 13.确定原

边最小 NP匝数与副边 NS匝数：

N P, MIN=

LP× IPP B× Ae

其中单位分别为特拉斯、安培、微亨、平方厘米,,如无参考数据，则使用 B=0.20~0.25,以特拉斯(T)为单位。 14.次级绕组和辅助绕组初级绕组与次级绕组匝数比：

n=

VOR NP=………………………………………(2.17) N S VO+ VD

其中，NP和NS分别为初级侧和次级侧匝数。VO为输出电压，VD为二极管正向电压：对超快速PN结二极管选取0.7V,肖特基二极管选取0.5V。然后确定正确的NS,使得最终的NP不得小于NP,MIN。有的时候最终的NP比NP,MIN大得多，这就需要更换一个大的磁芯，或者在无法更换磁芯时，则通过增加KP值来减小LP,这样，最终的初级侧匝数也会减小。辅助绕组匝数

N AVX=

VDD+ VDB× N S………………………………………(2.18) VO+ VD

其中，VDD为辅助绕组整流后的电压，VDB为偏置绕组整流管正向电压；考虑到系统在满载和空载转变瞬间，由于能量瞬间导致VDD下冲误触发UVLO,在系统允许的输入电压范围内且输出为空载时，建议VDD>11.5V。确定磁芯气隙长度：

11

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书2 NP 1 Lg= 40×π× Ae× ………………………………………(2.19) 1000× LP AL

其中，Lg单位为毫米，Ae单位为平方厘米，AL为无间隙情况下的AL值，单位为纳亨/圈，LP单位为微亨。通常不推荐对中心柱气隙磁芯使用小于0.1 mm的值，因为这样会导致初级电感量容差增大。如果您需要使用小于0.1 mm的Lg值，请咨询变压器供应商以获得指导。 15.根据有效值电流来确定每个绕组的导线直径。 2 2当导线很长时(>1m),电流密度可以取 5A/mm。当导线较短且匝数较少时，6~10A/mm的电流密度也是可取的。应避免使用直径大于 1mm的导线，防止产生严重的涡流损耗并使绕线更加容易。对于大电流输出，最好采用多股细线并绕的方式绕制，减小集肤效应的影响。检查一下磁芯的绕组窗口面积是否足以容纳导线。所需的窗口面积由以下公式给出：

2

Aw= Ac/ K F………………………………………(2.23)式中，AC为实际的导体面积，KF为填充系数。填充系数通常为0.2~0.3。 16.确定输出电容的纹波电流 IRIPPLE输出电容的纹波电流:2 2 I RIPPLE= I SRMS I O………………………………………(2.24)

其中，IO为输出直流电流 17.确定次级及辅助绕组最大峰值反向电压 VSR,VBR次级绕组最大峰值反向电压：

N VSR= VO+ VMAX× S NP

(2.25)………………………………………

辅助绕组最大峰值反向电压：

N VBR= VDD+ VMAX× B……………………………………… (2.26) NP

18.选

择输出整流管 VR≥1.25×VSR,VR为整流二极管的反向额定电压 ID≥3×IO,ID为二极管的直流电流额定值部分输出整流二极管选型表表 2.2部分输出整流二极管选型表肖特基二极管整流二极管 1N5819 SB140 SB160 MBR160 11DQ06 1N5822 SB340 MBR340 SB360 MBR360 SB540 VR(V) 40 40 60 60 60 40 40 40 60 60 40 ID(A) 1 1 1 1 1.1 3 3 3 3 3 5封装轴向轴向轴向轴向轴向轴向轴向轴向轴向轴向轴向超快速二极管整流二极管 UF4002 UF4003 MUR120 EGP20D UF5401 UF5402 EGP30D BYV28-200 MUR420 BYW29-200 BYW32-200 VR(V) 100 200 200 200 100 200 200 200 200 200 200 ID(A) 1 1 1 2 3 3 3 3.5 4 8 18封装轴向轴向轴向轴向轴向轴向轴向轴向 TO-220 TO-220 TO-220

12

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书SB560 MBR745 MBR760 MBR1045 MBR1060 MBR10100 MBR1645 MBR1660 MBR2045CT MBR2060CT MBR20100 60 45 60 45 60 100 45 60 45 60 100 5 7.5 7.5 10 10 10 16 16 20 20 20轴向 TO-220 TO-220 TO-220 TO-220 TO-220 TO-220 TO-220 TO-220 TO-220 TO-220

19.选择辅助绕组整流管 VR≥1.25×VBR;VR为整流二极管的反向电压额定值。表 2.3部分辅助整流二极管选型表整流管 FR104 VR(V) 400整流管 UF4003 VR(V) 200整流管 1N4148 VR(V) 75

15.确定 SENSE电阻限制最大输出功率时，SENSE电阻选择：

RSENSE=SENSE电阻额定功率> I RMS× RSENSE2

VTH OC…………………………………………………(2.27) IP

20.输出电容的选择在 105℃及 50KHz频率下纹波电流的规格：必须大于 IRIPPLE ESR规格：使用低 ESR的电解电容。输出开关纹波电压等于 ISP×ESR。由于电解电容具有较高的 ESR,所以有的时候只使用一个输出电容是不能满足纹波规格要求的。此时，可以附加一个 LC滤波器。在使用附加 LC滤波器时，不要把截至频率设置得过低。截至频率过低可能导致系统不稳定或者限制控制带宽。将滤波器的截至频率设定在开关频率的 1/10~1/5左右比较合适。为减少大电流输出时的纹波电流 IRI,可将几只滤波电容并联使用，以降低电容的 r0值和等效电感 Lo电感L:2.2uH~4.7uH,对于低电流(≤1A)的输出使用磁珠是可以的。而较高电流输出可以使用非定制的标准电感。如有必要，可以增大电感的电流额定值从而避免电感上的损耗。电容C:其容量与最大输出电流IOM有关,为了减小电容的ESR见可以用几个电容并并联。 21.输入整流桥的选择 VR≥1.25×VMAX;VR为输入整流二极管的反向额定电压； ID≥2×IAVG;其中 ID为整流桥的电流额定值。 22.确定 RCD箝位电路元件参数图 2.4为系统所采用的典型的 RCD箝位电路。

13

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书

图 2

.4 RCD箝位电路

测量变压器初级漏电感 LL;在测量初级漏电感时应谨慎。如果只是简单地在其他输出被短路的情况选进行初级侧电感测量，则测得的漏电感会稍大，因为每个输出都被反射至初级侧。确定 CR6842外置功率 MOSFET所允许的总电压，并根据以下公式计算 Vmaxclamp;

VMOSFET max= VMAX+ Vmax clamp………………………………………(2.28)建议至少应维持低于 MOSFET的 BVDSS 50V的电压裕量，并另外留出 30V~50V的电压裕量以满足瞬态电压要求。对于宽范围输入设计，建议 Vmaxclamp<200V。Vmaxclamp不应小于 1.5VOR。确定箝位电路的电压纹波 V△,根据以下公式计算箝位电路的最小电压

Vmin clamp= Vmax clamp V………………………………………(2.29)根据以下公式计算箝位电路的平均电压 Vclamp:

Vclamp= Vmax clamp计算漏感中贮存的能量：

V………………………………………(2.30) 2

1 2 EL=× LL× I P………………………………………(2.31) 2并非所有的漏感能量都会转移到箝位。因此，在计算箝位所耗散的真实能量时应使用以上公式，同时将峰值初级电流 IP替代仅流入箝位的电流。流入箝位的电流难以计算或者测量，我们将根据已知的比例因数调整 EL,从而估算箝位中的能量耗散 Eclamp:输出功率范围 PO<1.5W 1.5W≤PO≤50W 50W≤PO≤90W Eclamp可不使用箝位电路

Eclamp= 0.8× EL Eclamp= EL

PO>90W

Eclamp= EL×

Vclamp Vclamp VOR

对于 CR6842系列产品设计的系统: Eclamp= EL或 Eclamp= EL×2 Vclamp

Vclamp Vclamp VOR

确定箝位电阻： Rclamp=

Eclamp× f s

………………………………………(2.32)

14

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书

箝位电阻的功率额定值应大于：

2Vclamp

Rclamp

确定箝位电容：Cclamp=

Eclamp

122

×

V Vmaxminclampclamp 2

………………………………………（2.33）

箝位电容的电压额定值应大于：1.5×Vmaxclamp

箝位电路中的阻断二极管：应使用快速或者超快恢复二极管。在有些情况下，使用标准恢复二极

管有助于提高电源效率及EMI

性能。作此用途的标准恢复二极管必须列明指定的反向恢复时间。使用

这种二极管时应特别注意，确保其反向恢复时间低于可接受的限值。如果未经全面评估，不建议基于

标准恢复二极管的设计。

阻断二极管的最大反向电压应大于： 1.5×Vmaxclamp

阻断二极管的正向反复峰值电流额定值应大于I

P，如果数据手册中未提供该参数，则平均正向电流

（注意：二极管的平均正向电流额定值可指定为较低值，它主要受热性能的约束。额定值应大于0.5×IP

应在稳态工作期间及最低输入电压条件下测量阻断二极管的温度，以确定其额定值是否正确。散热性能、元件方位以及最终产品外壳都会影响到二极管的工作温度。） 确定阻尼电阻：（如选用）

20

damp≤100Ω

0.8×IP

注意：W 或更大的电源系统，Rdamp只能在绝对必要时使用，并且应限制为非注意：(1)对于最大连续输出功率为20

常小的值：1 Ω≤ Rdamp≤4.7 Ω，阻尼电阻的功率额定值应大于：I2P ×Rdamp。

(2)如果测试VDS电压的最大值远小于管子耐压，可以适当增加R1、减小C1来提高效率；

(3)如果测试VDS电压的最大值接近管子耐压，则一般设计是由于RC吸收的时间常数远大于管子关断周期，些时减小R1对反压并没有实质性的影响，若换用速度慢一些的整流管效果比较好，它可把更多的能量从嵌位电路抽走送到次级；

(4) 如果由于变压器结构原因引起漏感很大造成VDS电压很高，则TVS管是最后的选择。 23．设计反馈环路

CR6842系列产品采用电流模式控制，反馈环路只需采用一个单极点和单零点补偿电路即可实现。

CR6842设计指导书V1.0

CR6842设计指导书确定 Rbias和 RD的值，使能够为 TL431提供合适的工作电流并确保 CR6842反馈电压的完整工作变化范围。对于 TL431,最小阴极工作电压和电流分别为 2.5V和 1mA。

VO VOP 2.5 I FB>………………………………………(2.34) RD CTR VOP> 1 mA………………………………………(2.35) Rbias其中： OP为光耦的正向导通压降 V (通常为 1.2V) IFB为 CR6842反馈短路电流， (通常为 1.42mA) CTR,为光耦的电流传输比。例如当 Vo=5V,光耦的 CTR为 80%时，RD<670且 Rbias<1.2K。对于 CCM模式，采用 CR6842的反激式开关电源的控制-输出传递函数由下式给出：

G (s)=

vo ( s ) n× RO× VDC≈ vFB ( s ) ( 2× n× VO+ VDC )× RSENSE

s s 1+× 1 wz wrz× s 1+ wp2

………………………(2.36)

式中，VDC为直流输入电压，RO为等效输出负载电阻。

RO× (1 D )× n 2 VO2 1 1+ D RO=, wz=, wrz=, wp= PO RC1× CO D× Lm RO× CO控制-输出传递函数中有一个右半平面(RHP)零点(wrz)。由于 RHP零点使相位减少了 90°,所以穿越频率应小于 RHP零点(wrz)。系统极点和零点以及直流增益均随输入电压的变化而变化。直流增益在高输入电压条件下最高， RHP零点在低输入电压条件下最低。低频增益并不随负载条件的变化而变化，RHP零点在满载条件下最低。

图2.6 CCM模式反激电源的控制-输出传递函数随输入电压的变化情况

16

集成、绿色、创新、超越

西安民展微电子有限公司版本 V1.0