UHF平衡式宽带20W功率放大器(2)

报道了一款自主设计并研制成功的UHF频段宽带大功率放大器,采用PCB工艺实现了基于LANGE耦合器的平衡放大结构. 通过调整耦合端和直通端的谐振支路,在损耗与对称性之间折衷,LANGE耦合器的性能得到极大改善,满足了平衡电路的要求. 由此LANGE耦合器构成的平衡功率放大器在1.35~

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半　导　体　学　报第２９

卷

图２　输出端口犛参数

犉犻犵．２　犛狆犪狉犪犿犲狋犲狉狊狅犳狅狌狋狆

狌狋狋犲狉犿犻狀犪犾狊犣０犲＝

０（１）犣０狅＝

（０２

）其中　犆为耦合系数，犆＝１０－２０＝０７０７；犣０＝５０Ω，

计算得到犣０犲＝１７６２Ω，犣０狅＝

５２６Ω．犔犃犖犌犈耦合器的指间距、指宽与犣０和犣０狅的大小相关，根据经验公式［犲５

］或耦合微带线奇偶模特征阻抗图［４］可以得到犛≈

０２７犿犿，犠≈０２６５犿犿．

指间的互连采用金丝跳线的方式实现．对于大功率合成，犔犃犖犌犈耦合器的设计还需要考虑以下几个因素：

．１　各指间击穿电压

设负载为５０Ω，

考虑到功率余量，输出功率按３０犠计算，以犃类放大器进行估算，根据（３

）式［６］

犘＝

２

２犚

（３

）计算得到犞＝５５犞，空气中的击穿电压为３０００犽犞／犿，

０２７犿犿的间距仅能承受电压约８０犞左右．

考虑到有工艺偏差，指间距一旦偏小，就有可能会击穿，因此需要加宽指间距，提高可靠性．

．２　各指承受电流

同理，根据（４

）式［６

］犘＝

２

２

犚（４

）计算得到指上的最大电流犐＝１１犃，而０２６５犿犿宽度的金属铜能承受的电流大约为２犃，因此，不存在烧断的危险．

．３　互连金丝承受电流

为了满足输出端的大功率合成，不至于烧断金丝，采用４根金丝并联，最大可承受电流将达到３８犃，能保证２０犠的功率合成．

从上面３个方面看，主要的矛盾是指间距偏小，有击穿的可能．另外，这种尺寸的指间距，只能通过光刻等工艺来实现，将会大大增加成本．根据市场上犘犆犅的工艺水平，最小线间距只能做到０．１犿犿，

因此，我们将犃犖犌犈耦合器的指间距犛设计为０

１犿犿．

同时，１犿犿间距的承受电压将达到３００犞，

可以防止击穿．图３　幅度差和相位差

犉犻犵．３

　犃犿狆

犾犻狋狌犱犲犲狉狉狅狉犪狀犱狆犺犪狊犲犲狉狉狅狉图４　改进的犔犃犖犌犈耦合器

犉犻犵．４　犐犿狆狉狅狏犲犱犔犃犖犌犈犮狅狌狆

犾犲狉设计的频率范围为１３５～１８５犌犎狕

，按中心频率６犌犎狕

，结合经验公式［１

］犾犲狀犵

狋犺＝λ／４（５）计算出犔犃犖犌犈的指长犾犲狀犵狋犺为３１犿犿．利用电磁场仿真工具犕狅犿犲狀狋狌犿进行仿真，指间互连的金丝设置成高度为５０犿的空气桥模型．最终电磁场仿真结μ

果得到耦合端和直通端的犛参数，如图２所示（第２端口为耦合端，第３端口为直通端）

，可以看到，两个输出端口的犛参数相差较大，对称性较差．分析其原因，主要是因为犔犃犖犌犈耦合器的指间距偏大，降低了耦合系数，使得耦合端低于－３犱犅．两个输出端口幅度、相位差如图３所示．可以看到，两路的

相位相差接近９０°，但幅度差达到了２７犱犅以上．

因此，如果直接采用此犔犃犖犌犈耦合器构成平衡放大器，两路的不对称性严重，将会影响电路的匹配状况，同时功率

抵消严重［１

］．

为了改善两个端口的对称性，在两个端口设置了谐振支路，如图４所示．

采用共面波导和并联电容进行谐振，调整共面波导

的长度和电容值，

从而调整两个谐振支路谐振在不同的频点，使两个输出端口得到不同程度的衰减．当共面波导和电容分别取值如表１时，两个谐振支路的犛２１如图５所示．

表１　谐振支路元件取值

犜犪犫犾犲１　犆狅犿狆

狅狀犲狀狋狊狏犪犾狌犲犻狀狉犲狊狅狀犪狀狋狋犪狀犽狊耦合端（２

）直通端（３

）犔／犿犿１３７犆／狆

犉０．５

２．４

　　犔表示共面波导的长度．

０３０３３犔０１