一种新的移相全桥零电压开关PWM变换器

匝毪电凉技术

２０１０年１月２５日第２７卷第１期

ＴｅｌｅｃｏｍＰｏｗｅｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ

Ｊａｎ．２５，２０１０，ＶｏＬ２７Ｎｏ．１

文章编号：１００９－３６６４（２０１０）０１—０００１－０３

一种新的移相全桥零电压开关ＰＷＭ变换器

杨幼松，申群太

（中南大学信息科学与工程学院，湖南长沙４１００８３）

摘要：对于移相全桥零电压开关ＰＷＭ变换器，在全负载范围内实现所有开关器件零电压开关和减少占空比丢失之间是矛盾的。如果在电路中增加一个辅助电路，根据负载情况在续流期间为滞后桥臂的零电压开关提供能量，能在全负载范围内实现所有开关器件的零电压开关和减少占空比丢失，但电路中存在严重的环流问题。文中提出新的拓扑结构通过增加一个双向开关和相应的驱动电路，有效地减少了环流带来的损耗。实例分析和仿真验证了这种拓扑的优点。

关键词：移相全桥；环流；零电压开关；占空比丢失中图分类号：ＴＮ８６。ＴＭ４６

文献标识码：Ａ

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１概述

移相全桥零电压开关（ＺＶＳ）ＰＷＭ变换器已广泛

不仅减少了占空比丢失和抑制了输出整流管上的电压尖峰和电压振荡，且能在更宽的负载范围内实现所有开关管的ＺＶＳ。文献１０提出了一种新的移相全桥变

应用于大功率开关电源中，它保持了准谐振电路开关

损耗小、工作于固定开关频率的优点，且与普通硬开关

换器拓扑结构（如图１）。该拓扑结构锯决了硬开关全

桥电路输出整流管上存在电压尖峰和电压振荡的问

全桥电路相比，仅增加了一个谐振电感。在换流时利用谐振实现开关器件的ＺＶＳ，消除了开关损耗，提高了电路效率，使电路能工作在更高的频率［３］。

移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器只能在有限的负载

范围内实现所有开关器件的ＺＶＳ。要在大的负载范

题，减少了占空比丢失，能在全负载范围内实现所有开关器件的ＺＶＳ，并能根据负载情况自动调节由辅助电路供给的能量。但存在如下缺点：在续流期间，电路中环流非常大，损耗严重，降低了变换器效率。

本文提出的拓扑结构在文献１０中电路拓扑结构的基础上进行了一些改进，最大程度减轻了存在的环

流问题。

围内实现所有开关器件的撕Ｓ，可在变压器原边串联

一个大电感，或增加变压器漏感，或外接一个电感Ｅ７－９３。

电感的增加对变换器性能有相当大的影响，会引起占

空比的丢失。同时，输出整流管存在反向恢复过程，在输出整流管上产生电压尖峰和电压振荡［４］。

在变压器副边加无源ＲＣＤ缓冲器Ｅ５］或在原边加两个箝位二极管和一个谐振电感［６］可解决副边整流管上存在的电压振荡，但都无法解决占空比丢失的问题。国内外学者提出了一些电路拓扑，利用储存在辅助电路电感中的能量来实现原边所有开关管的ＺＶＳ，

Ｒ

收稿日期：２００％１０－０５

作者简介：杨幼松（１９８４－），男，湖南湘乡人，中南大学信息科学与工程学院研究生，主要从事电力电子与电力传动的研究。

申群太（１９４４－），男，湖南衡阳人，教授，博士生导师，研究领域为复杂工业过程的控制与决策。

图１文献１０提出身勺移相全桥变换器拓扑

万方数据

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２改进后的拓扑结构介绍

２．１与原电路拓扑结构的比较

改进后的拓扑结构如图２所示。与原电路拓扑结

构的不同之处：在变压器ＴＲＡ与变压器ＴＲ的连线上加

了一个双向开关Ｑ１和相应的驱动电路。

图２改进后的移相全桥变换器拓扑

控制电路根据检测到的负载电流的大小做出相应

的决策：

（１）当负载电流大于滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的

值时，不会控制双向开关Ｑ，导通。Ｄ５和Ｄ６不会在续流期间导通，避免不必要的能量损耗。

（２）当负载电流小于滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的

值时，将根据负载电流与滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的

值之间的差值，计算出双向开关Ｑ１导通的时间，使ＬＰ

中电流在滞后桥臂开通之前增加到使滞后桥臂实现

ＺｖＳ所需的值，避免ＬＰ中的电流过大而引起过多的损

耗。

相比于原电路拓扑结构，改进后的电路拓扑结构有如下优点：

（１）结构简单，仅增加一个双向开关和相应的驱动

电路，保留了原拓扑结构的所有优点。

（２）负载电流大于滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的值时，电源将不会通过ＴＲＡ的原边向ＴＲ的原边注入能量

来增加ＬＰ中的电流，减少了续流期间的环流损耗。

（３）负载电流小于滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的值

时，在控制电路的作用下，电源将不会在超前桥臂实现ＺＶＳ关断后就立即通过ＴＲＡ原边向ＴＲ原边注入能量

来增加Ｉ廿中的电流，避免将Ｉ廿中的电流增加到超过滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的值，减少了能量的损耗。２．２工作过程分析

除续流期间外，改进后的拓扑结构与原拓扑结构的工作过程完全相同，工作波形见图３。在此只着重

介绍不同部分（以ｔｓ～￡¨时间段为例），相同部分的介

绍见文献１０。

负载电流大于滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的值时，

两个拓扑的工作波形相同，所以图３是负载电流小于

２‘

万方数据

滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的值时电路的工作波形图。

下面着重分析ｔ５～￡¨时间段内电路的工作过程：ｔｓ之前：从ｔ。开始，Ｓｔ、Ｓ４导通，电源电压经Ｓ，、ｓ４加到变压器ＴＲ原边，能量从电源流向负载。

ｔ；～￡。：ｔ；时刻，Ｓ，关断，因Ｃ，的存在，Ｓ，为零电压关断。此时Ｄ４仍是导通的，所以谐振电路包含ＬＰ、ＴＲＡ、Ｃｔ、Ｇ、ＴＲ、Ｌｆ和Ｃｆ。谐振过程进行到ｔ。时，Ｃ，上

的电压为【，－ｎ，Ｃ２上的电压为０，Ｄ２导通，将Ｓ２的电压箝位在０，谐振过程结束。之后，可实现Ｓ２的零电压开通。

ｔ。～￡，：在此期间，在ＬＰ的作用下，原边电流在Ｄ２、ＬＰ、ＴＲＡ、ＴＲ、ｓ４组成的回路中续流，直到￡，时刻，双向开关Ｑ．导通。

ｔ，～￡ｓ：ｔ７时刻，因双向开关Ｑ，导通，ＴＲＡ原边的电

压为Ｕｉ。／２，副边电压Ｕｉ。＝砜／２ｎ。。因Ｄ６的存在，ＬＰ

上的电压降为Ｕ２，ＬＰ中的电流以Ｕ２／Ｌｐ的斜率增加，

并一直持续到ｔ。。ｔ，时刻根据检测到的负载电流的大

小由控制器计算确定，保证在ｔ。时刻ＬＰ中的电流正好达到滞后桥臂实现ＺＶＳ所要求的值。。Ｈ｜｜｜｜｜｜｜｜｜｜｜｜

｜｜

ｔ。～￡。：ｔ。时刻，ｓ４关断，同样由于Ｃ４的存在，Ｓ４能实现零电压关断。谐振电路包含ＬＰ、ＴＲＡ、Ｄ２、Ｃ３、Ｃ４。在ｔ。时刻，Ｃ３上的电压为零，Ｃ４上的电压为Ｕｉ。。因功

的箝位作用，谐振过程在ｔ。时刻结束。Ｓ可实现零电

压开通。

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杨幼松等：一种新的移相全桥Ｔｅｌｅｅｏｍ

Ｐｏｗｅｒ

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至皇垦茎差！竺型銮垫堡！呈兰垄：垫！！：兰！！Ｚ翌竺：！

ＴＲ的次级处于续流状态，其两端电压为零，ＬＰ承受反

向电压Ｕ讯，其电流朝反方向变化。在￡ｍ时过零，在ｔ，，

时反向增大到Ｊ。／行。此时，ＴＲ次级才退出续流状态，初级两端电压才升高至Ｕｍ在此期间，ＴＲ并不输出电压，即发生所谓的占空比丢失现象。

３改进后电路的效率分析

改进后的拓扑结构与文献１０中所述结构的不同

之处在于续流期间的工作过程，其优点也完全体现在

这一阶段。

而时，Ｓ，～ｓ４才能都实现ＺＶＳｍ。在选择适当的

如不采取任何措施，那只有在负载电流Ｊ。≥，２Ｕ

ＬＰ值保证Ｓｔ～ｓ４能在全负载范围内实现ＺＶＳ的前提

下，下面将讨论两种变换器在每个周期的续流期间的

功耗。

假设变换器的工作周期为Ｔ，最大占空比为０．８，

工作电流为０～Ｊ一。那当负载电流为Ｌ时，占空比Ｄ＝０．８１。／ｊ一，每个周期内工作时间为ＤＴ，无效时

间为ｔ’＝（１一Ｄ）Ｔ，其中包括占空比丢失时间Ａｔ＝２

×丽２ｉｏ／ｎ＝筹靠。续流时间ｚ”＝￡’一Ａｆ。另外，超前

和滞后桥臂换流时，谐振时间Ａｔ，＝（ｚｒ／２）／ＬＣ。３．１原变换器在一个续流期间（岛～岛）内的功耗

续流期间ＬＰ中流过的最大电流为

．

一蠢．Ｕ２（ｉ’一Ａｔ。）

ｎ＇一一卵’ＥＰ

２在ｔ，～ｚ¨期间，电流在Ｄ２、Ｓ４和Ｄ６中流动，在耽上产生的损耗为

二

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Ｗ如２ｉｌＯｕＴＴ‰虿ｌ

在ｓ４上产生的损耗为

岷２吉（詈＋ｉｔ～）ｕ‰专

在Ｄ６上产生的损耗为

ｗＤ６

２丢（ｉｋ一鲁）Ｕ【胁号

总的损耗功率为

Ｄ

一％＋ｗＳ４＋ｗＤ６

１损一Ｔ／２

３．２改进后的变换器在一个续流期间（ｔｓ—ｔ。）内的功

耗

当Ｌ≥，ｚＵ｜ｍ√Ｃ／Ｌ时，在ｔ；～ｔ，期间，电流只在Ｄ２、Ｓ４中流动。

在Ｄ２上产生的损耗为

％２詈‰。号

；

；

在Ｓ４上产生的损耗为眠２詈魄。号

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万方数据

总的损耗功率为Ｐ搅：Ｗ—１ｔｈ矿＋Ｗｓ，

当Ｊ。＜挖乩／Ｃ／Ｌ时，在ｔ；～如期间，电流在耽、

ｓ４和Ｄ６中流动。

Ｕ；。

￣／Ｃ／Ｌ。Ｌｐ中的电流从ｉｐ上升到ｉ‰所需的时间Ａｔ：

在续流期间，ＬＰ中流过的最大电流为ｉ。一２，ｚ

＝“ＺＩ．ｐｍａ，一ｉｖ）／Ｕ２ＩＬＦ。Ｄ６的导通时间△如２Ａｔ２＋Ａｔｌ。

在Ｄ２上产生的损耗为

；

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ｗ呸２詈Ｕ【踟号

在ｓ４上产生的损耗为

眠＝鲁ｕ‰专＋△如旦ｋ专二型‰。

在Ｄ６上产生的损耗为

ｗ瑰＝３二地≯Ｕ【轴％：Ａｔ，垫≤型‰

总的损耗功率为Ｐ搠：Ｗ—ｒ—毛＿＋Ｗ亓ｓ下，＋一ＷＤ６

３．３仿真结果

为增加可比性，除新加入的电路部分外，其它部分

均与文献１０中所述相同：变换器工作频率为

１２０

ｋＨｚ，输入直流电压为３８０Ｖ，最大输出功率为２ｋＷ（４８Ｖ／４０Ａ），场效应管结电容约为５００ｐＦ，Ｓ，～

ｓ４导通压降为１．５Ｖ，Ｄｌ～Ｄ４导通压降为１．１

Ｖ，Ｄ５、

Ｖ，咒＝６，Ｉｔ／。＝１／２０，Ｌｐ＝６弘Ｈ。

根据以上数据，用Ｍａｔｌａｂ仿真绘出了两种变换器

（见图４）。

由仿真结果可知，改进后的电路拓扑在整个负载范围内，在续流期间的损耗功率都比原拓扑要小。这图４原拓扑结构和改进后的拓扑结构在不同

负载下在续流期间损耗的比较

本文在文献１０所述电路拓扑的基础上，增加了一

（下转第１４页）

Ｄ６导通压降为１．７各自在续流期间的损耗功率随负载电流变化的曲线种优势在负载较小时更明显。

４结论

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Ｐｏｗｅｒ

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５实验结果及分析

采用ＰＦＭ控制方式下，谐振电流及电容电压波形如图９、图１０所示。由图可知，电压线性上升，验证了串联谐振ＣＣＰＳ的恒流源特性。

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图１０设定电压１ｌｋＶ时充电电压波形（横轴：时间。１０ｐｓ／格纵轴：电压。２５００ｍｙ／格）

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Ｖ；＼：／

．Ｖ

．

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参考文献：

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图９输出电压１ｋＶ时谐振电流波形

控制［Ｊ］．高电压技术，２００６，３２（１１）：１０７—１１０．

（横轴：时间，１０心格纵轴：电压，２００ｍＶ／格）

６结论

本文给出了串联谐振ＣＣＰＳ的电路原理图及等效电路，建立了该电路的数学模型，分析了其在ＰＦＭ方式下的工作过程。通过数学仿真的方法，研究了该电路的工作特性。实验结果验证了分析结论。

Ｅ２］许建军，常安碧，夏世维，龚胜刚，邹光荣．新型高功率高

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（上接第３页】

个双向开关，在保持原有电路优点的基础上，减少了环流带来的损耗，特别是在负载较轻时，优势更明显。实例分析和仿真验证了改进后的拓扑结构的优点，该拓扑也可用于其它类型的移相全桥变换器中。

参考文献：

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